作者 Paul Emerald

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摘要

最新的功率半導體（IGBT、MCT 等）顯示了功率輸出限制方面的不斷進步，隨著功率半導體系統開發的延伸和擴展，感測這些不斷升級的電流電平成為越發明顯的先決（并行）需求。霍爾效應 IC 提供“非插入式”電流感測技術，能夠對高電流電平進行安全、隔離的檢測，而且不會耗散大量功率（和合成熱），而這是采用電阻式電流感測方法的弊端。此外，霍爾效應電流感測為載流導體提供電氣絕緣；因此，能為電路系統、操作員等提供安全的環境。

針對霍爾效應 IC 的電流感測應用持續激增，甚至變得更多樣化。在其他設計者殫精竭慮地保護系統時，霍爾效應 IC 應用得到發展和增長，并制造出更可靠“無瑕疵”設備，同時解決任何安全問題。成本效益好的電流感測霍爾效應傳感器 IC 的主要應用包括：

• 電流不平衡

• 電流監視

• 操作員/用戶安全和保安

• 過電流檢測/系統保護

• 系統診斷與故障檢測

• 測試與測量

背景與簡介

人們在 1879 年發現了霍爾效應；然而，在 1960 年代末期半導體集成的出現之前，人們未對埃德溫·霍爾的這一發現進行任何有意義的應用。此后，隨著技術的進一步發展（尤其是在 1990 年代），出現了功能更齊全、集成且系列更多的專用型霍爾傳感器 IC。磁傳感器電子學的不斷進步，導致對低成本、可靠的“非接觸式”霍爾效應電路系統的需求也在不斷增加，并且用于感測/檢測移動、方向、位置，以及用于測量/監測電流。

霍爾效應傳感器 IC（尤其是比率線性類型）是用于“開環”電流感測設計的極好器件。然而，在可實現工作范圍、準確度和精度、頻率響應等方面都有所限制。因為許多預期用戶不知道而且/或未覺察使用霍爾效應 IC 的電流感測技術的優點或缺點，本文盡力對目前使用硅霍爾效應器件的“非插入式”電流感測的基本技術進行綜合討論。

如果不使用有槽環形線圈集中（并聚焦）感應磁通場，霍爾效應電流感測的大多數應用要求不能形成足夠的磁場。低電流至適度電流（

對于需要寬（或連續）電流范圍的設計，需要使用線性霍爾效應傳感器 IC。但是，可能需要數字式霍爾效應器件對過電流保護和/或故障檢測設計進行調節。這篇關于感測交流電流和直流電流所用的霍爾效應器件的論文涵蓋了電流感測技術的實例和基本要素的詳細情況，以及器件參數、溫度穩定性和霍爾效應電流感測的其他相關問題。

競爭技術

盡管現在有許多電流感測方法，但低成本、大批量應用中常見的只有三種。其他是昂貴的實驗室系統、新興技術（例如磁阻技術）或很少使用的技術。常用技術包括：（1） 電阻，（2） 霍爾效應和（3） 電流互感器。

電阻感測使用很廣泛，成本低，易于理解。然而，這種技術的缺點是插入損耗（熱和耗散功率）以及沒有隔離。而且，許多功率電阻器的串聯電感約束了低成本部件的頻率范圍；因此，按照表 1 中的類別，將電阻感測歸為直流或交流應用。用于高頻率的低電感、高功率電阻更昂貴，但是工作頻率可以超過 500 kHz。而且，電阻式電流感測技術（通常）需要信號放大（需要使用比較器或運算放大器）。

霍爾效應傳感器 IC（開環和閉環）代表了另一層級的常見解決方案。插入損耗（和相關加熱等）不是障礙。然而，與電阻式感測方法相比，霍爾效應 IC 技術在頻率范圍、成本、直流偏移和外部電源方面具有潛在劣勢。

電流互感器是最后一代低成本技術的終結，但僅能用于交流電（正如術語互感器隱含的意思）。大多數低成本電流互感器針對窄頻率范圍設計，比電阻式或霍爾效應技術更昂貴，而且不能用于直流電流。然而，電流互感器避免了插入損耗，提供電氣絕緣，不需要外部電源，在零位電流時無偏移電壓。

因為本文重點探討霍爾效應 IC，理解比率線性測量霍爾效應器件原理對開環電流感測十分必要

線性霍爾效應傳感器 IC

正如此術語所示，線性霍爾效應傳感器 IC 產生一個與外加磁場成正比的輸出信號。通常，在任何電流感測應用中，該磁場由一個“有槽”環形線圈聚焦，以便形成足夠的磁場強度，并且該磁場由導體中的電流感應產生。“經典”比率線性測量轉移曲線如圖 1 所示。請注意，在每個范圍的極限點，輸出達到飽和。

圖 1。線性霍爾效應傳感器 IC 轉移曲線

最新的線性霍爾效應 IC 提供比率測量輸出電壓。靜態（即零位）電壓是外加穩態標稱電壓的 50%。此靜態輸出電壓信號相當于無外加磁場，對于電流感測，相當于 零位電流。南極磁場引起正電壓轉換（朝向 V_CC)，北極磁場導致朝向接地 (0 V) 轉換。輸出飽和電壓（典型值）為 0.3 V （高/拉）和 0.2 V （低/灌），并且在 ±1 mA 時測量。[編者注，輸出電壓目前在毫伏范圍內。]

每個線性霍爾效應 IC 集成了一個敏感霍爾元件（也稱為“板”）、一個低噪音（雙極）放大器，以及灌/拉輸出級。磁性霍爾效應元件、放大器、輸出和聯合信號處理電路的單片 IC 將低階信號和噪音相關的任何系統問題降到最低程度。

現有很穩定的線性霍爾效應器件利用動態正交偏移消除電路和電子開關來改變霍爾元件中的電流路徑。以高重復率將電流路徑從 0° 切換至 90°，為長時間影響線性傳感器 IC 運行和穩定性的（固有）直流偏移提供了新的解決方案。

利用取樣保持電路和低通濾波器對這些創新的線性霍爾效應器件的內部動態信號進行適當還原。

線性霍爾效應 IC 可以探測通量強度的小變化，在電流感測方面，（通常）比數字式霍爾效應 IC 更有用。線性霍爾效應器件經常電容耦合至運算放大器，或直流連接至比較器，以便達到系統設計目標。另外，微控制器 (μC) 和微處理器 (μP) 用于探測線性霍爾效應 IC 的微弱信號變化，并且非常適合（與適當的軟件一起）感測/測量交流或直流電流。

感應磁場

如前所述，霍爾效應電流感測通常需要使用有槽環形線圈（用鐵質材料制造）。環形線圈在 IC 封裝中將感應磁場向霍爾效應元件的位置集中并聚焦。圖 2 是使用有槽環形線圈的“非插入式”電流感測的典型實例。導體電流流過纏繞在環形線圈上的線匝，感應磁通場集中在環形線圈缺口（或槽）中的傳感器 IC 上。通常，此間隙與霍爾集成電路封裝厚度（約 0.060" 或 1.52mm）非常匹配，以提供最優磁耦合。電流（在“緊密”磁耦合時）按照下述公式感應通量強度：

B (高斯) ≈  N (匝數)  ×  6.9 高斯/安培

[編者注：從之前的 6  高斯/安培更新為 6.9 高斯/安培。]

圖 2。使用帶缺口環形線圈的電流感測

加寬槽（缺口）會減少磁通耦合并增加電流上限，這是根據霍爾傳感器 IC 靈敏度進行的預測（后面會介紹更多細節）。然而，將感應磁場去耦以擴展最大電流限制時，可能影響線性、可用范圍等。此“松散”耦合正處于評估階段，尚未完成；因此，沒有記錄在較大缺口條件下，針對磁通量和導體電流的新公式。

“校準的”比率測量線性霍爾效應器件

兩種最新的 [編者注：1997 年發表的文章] 線性霍爾傳感器（帶動態直流偏移消除）為論述線性比率測量霍爾效應器件和電流感測奠定了基礎。A3515 繪圖（圖 3）和相關數據（表 2）記錄了大多數靈敏線性霍爾效應器件的重要特性；對應的 A3516 特性見圖 4 和表 3。

圖 3。線性比率測量霍爾效應器件特性（A3515 輸出）

圖 4.線性比率測量霍爾效應器件特性（A3516 輸出） 

目前，盡管“校準的”線性霍爾效應 IC 很少銷售，但仍然是建立和測量系統磁性參數的極好電路，并且是改善比率測量 IC 性能、特性和局限性的非凡切入點。

傳感器靈敏度

A3515 和 A3516 之間的主要差別是磁靈敏度。表 2 和表 3 列出了圖 3 和圖 4 中描繪的兩個特定傳感器 IC 的標稱數據。靈敏度以每高斯的毫伏數（mV/G）表示。表中列出了三個電壓；然而，大多數設計采用固定的低成本 5 V 穩壓芯片來保證穩定性。兩個線性霍爾效應器件的額定靈敏度（和可用范圍）如下 (V_CC = 5 V)：

• A3515

• 靈敏度：5.0 mV/G

• 范圍：≥±400 G (≥±2.0 V)

• A3516

• 靈敏度：2.5 mV/G

• 范圍：≥±800 G (≥±2.0 V)

線性度和對稱度

從這些繪圖（圖 3 和圖 4）上可以明顯看出：線性度和對稱度（靜態（或零位）電壓的斜率偏差）都不是至關重要的設計結果，因為對于 A3515，二者都不超過 0.3%。這些繪圖記錄 ±400 G（A3515），以及±800 G（A3516），對于這兩類器件，輸出電壓擺幅為 ≥±2.0 V。

線性電流范圍

按照近似法，使用此范圍和前面公式中的每匝通量推導出實際電流極限值（“緊密”磁耦合最大值）：

• A3515：≥±400 G ÷6.9 G/A ≈  ±58 A

• A3516：≥±800 G ÷6.9 G/A ≈  ±116 A

按照之前的描述，電流值超過 ≈ 115 安培時，需要降低磁耦合，分流較高的電流（也就是將總量的一部分穿過環形線圈），或者需要采取將電路有效“脫敏”的其他方法。對于“非插入式”電流感測，目前有許多不斷成長壯大的應用，尤其對于高強度電流 (>100 A)。在這些電流值條件下，超低值的電阻 (<1 mΩ) 消散相當大的功率和熱，而且所需的“無感”電阻增加成本。I²R 損耗 不可 避免；500 mΩ 和 200 A 的檢測電阻產生 20 瓦的損耗。顯然，設計者想要避免發生這種情況。然而，低成本的選擇幾乎沒有（或者不存在）。[編者注：Allegro? ACS75x 電流傳感器 IC 系列現已推出，適用電流范圍達 ±200 A。]

線性比率測量霍爾效應 IC

圖 5 顯示了包含動態正交直流偏移消除的最新線性霍爾效應器件。霍爾元件是一塊“單板”，用符號 (Χ) 標識。在 ≈ 170 kHz 頻率，將傳感器 IC 的電流從 0° 方向（向下）向 90° 的路徑切換（穿過霍爾板）。這就排除了大多數與初期偏移相關的因素（電阻梯度導致的直流不平衡、幾何差異、壓阻效應等）。利用低通濾波器和取樣保持電路還原饋送至線性比率測量霍爾傳感器 IC 輸出的信號。

圖 5。帶有動態正交偏移消除的線性霍爾效應傳感器

為線性霍爾效應 IC 供電

盡管線性霍爾效應器件的電源要求小，但是也需要外部電源。電源必須穩定，穩壓良好；并且帶有固定電壓 IC 穩壓器（通常為 5 V），此設計問題容易解決（而且花費不多）。線性傳感器 IC 規定的最大供電電流為 ≤10 mA，電壓 5 V （典型值 ≈ 7 mA）。低成本穩壓芯片易于從系統電源進行板上“向下”調節。

表 4 列出了新式線性比率測量傳感器 IC 的絕對最大絕對值。

超過上述規定極限的操作可能影響器件的運行和性能，或者危害（犧牲）電路和/或系統可靠性，因而（絕對）不建議進行這樣的操作。

最大電源電壓 ? 帶偏移消除的最新線性霍爾效應器件可以按高于上一代的（A3506 等）電源電壓運行。這些新的線性 IC 提高了最大限度，見表 4。

最大輸出電壓 ? 詳見表 4；然而，需要注意的是，輸出連接的電壓不可以高于電源電壓或低于 IC 接地電壓。這可能危害霍爾傳感器 IC 可靠性并/或影響系統可靠性。

最大輸出電流 ? 最新的線性霍爾效應器件規定的電流比先前器件的電流高。然而，典型應用很少涉及超過表 4 中所列最大值 10 mA 的情況，即使超出的百分比微不足道。對于當今的模擬或轉換電路，其高阻抗輸入（通常）需要微安而非毫安級的霍爾傳感器 IC 輸出電流。

最大磁通密度 ? 超過這些霍爾效應 IC 線性范圍的磁場既不會損害也不會毀壞器件。然而，超過可用范圍的磁場會迫使輸出進入飽和狀態（和非線性運行），而不會損害霍爾效應器件。

封裝功耗?最大封裝功耗極限基于安全、可靠接點溫度時的運行情況。下面按照熱阻（和 T_A = +25°C 時的最大功率）對使用中的兩種封裝類型進行了規定。

• “U”封裝：R_θJA = 183°C/W (P _D = 683 mW)
  [編者注：R_θJA 額定功率 184 是正確的。]

• “UA”封裝：R_θJA = 206°C/W (P _D = 606 mW)
  [編者注：R_θJA 額定功率 165 是正確的。]

建議最大接點溫度為 150° [編者注：現在高達 165°C。] 此溫度時的損耗等于零。然而，最新的線性器件允許高達 200°C 的非經常性（即：瞬時）偏移（環境溫度 T_A ≤ 170°C）。

內部功率 (P_D) 包含兩個因素：(a) 霍爾效應器件電源 (I_CC × V_CC) 和 (b) IC 輸出功率 (I_OUT × V_OUT(SAT))。通常，電源 (a) 抑制輸出損耗 (b)，并且對于 5 V 的運行情況，功率損耗通常為 ≤40 mW。功率損耗 ≤40 mW 時，器件的接點溫度可能比環境溫度 (T_J ≤ T_A + [P_D × R_θJA]) 升高 ≈ 8°C。

內部功率（通常）不是霍爾效應器件的限制因素，但設計者應當理解器件功率損耗的基本結果及其與評價傳感器 IC 接點溫度的關系。IC（和系統）的可靠性與所有系統部件的溫度具有反向相關性。周圍溫度和接點溫度越高，任何系統的預期壽命和可靠性越低。

特殊的線性霍爾效應器件參數

電流感測應用需要關注許多不同的線性霍爾效應器件特性，后面會簡要描述這些參數。隨后，將重點從準確度、溫度效應、線性度、對稱度等方面對許多特性和參數進行具體表述。

電壓輸出 ? 如前所述，比率測量線性霍爾傳感器 IC 提供與電流感應的外加磁場成正比的輸出電壓，如圖 2 所示。在保證極限值時，輸出規定為灌電流和拉電流 ±1 mA。根據圖 2、3 和 4，可用范圍為 ≥±2.0 V，電源 5 V。如前所述，沒有磁場（或感應電流）時，靜態輸出電壓為 1 ? 2 電源電壓。穩定且穩壓良好的電源對于正常運行至關重要，否則，輸出電壓會隨著供電的任何變化而波動。[編者注：最新的性能特性見 Allegro 選型指南。]

帶霍爾效應傳感器 IC 的電路負載 ? 線性霍爾效應器件對被感測導體不產生負載。“無斷開”、“非插入”技術的基礎是，被感測導體周圍形成一個“環形線圈”。在導線周圍形成一個軟鐵圈，而不是將導線穿過環形線圈（圖 6A 和 6B）。這樣就可以在不需要斷開電力系統中任何導體的情況下，進行電流感測（“無斷開”環形線圈如圖 6C 所示）。

圖 6A.環形電流感測應用 (<15 A)

圖 6B.環形電流感測應用 (>15 A)

圖 6C.“無斷開”電流感測應用

電流過載公差 ? 如前所述，超過線性霍爾效應 IC 范圍的導體電流迫使輸出進入非線性飽和狀態。過大的電流不會損害或毀壞傳感器 IC。然而，如果導體過熱，持續的極端過載電流會導致起火或安全危害，并造成險情。

霍爾效應電流傳感器的響應時間 ? 檢查使用霍爾效應技術和環形線圈的一些電流感測器件，可以了解更廣范圍的傳感器 IC 響應時間。這些響應時間（包含放大器）大多在 ≈ 7 ms 至 ≈ 15 ms 范圍，其他的低于或高于這些限值。試驗（通常）指定 di/dt = 100 A/ms；規定的線性電流范圍從相當低 (

霍爾效應傳感器 IC 帶寬 ? 現今大多數線性霍爾效應 IC 的可用帶寬為 ≥ 20 kHz。在這一頻率之上，信號電壓變化很小。然而，頻率稍低時，顯而易見的相移變得明顯。不同 IC 和供應商之間有一些明顯變化，但是超過 ≈ 20 kHz 時的衰減很陡。盡管所有線性霍爾效應器件的 ?3 dB 衰減截止頻率不一致，但 20 kHz 至 25 kHz 是有效的近似值。

具有代表性的示波器繪圖顯示了霍爾傳感器 IC 信號上的頻率效應。從直流至 500 Hz（圖 7），沒有出現可識別的相移。頂部信號為霍爾效應器件電壓，下部軌跡為繞組（線圈）電流。

圖 7。500 Hz 時的 V_OUT （上部）對 I_IN （下部）

輸入速率為 10 kHz 時，相移變得相當明顯（圖 8），在 20 kHz 時很明顯（圖 9）。注：在有缺口的環形線圈上用 20 匝進行試驗；三個繪圖的電壓比例不相同。其他中頻繪圖顯示相似相移，但是因空間限制而未包括。[編者注：限制指的是出版原圖狹窄。]

圖 8。10 kHz 時的 V_OUT （上部）對 I_IN （下部）

圖 9。20 kHz 時的 V_OUT （上部）對 I_IN （下部）

而且，需要注意的是，這一帶寬限制與線性傳感器 IC 相關。在此工作頻率范圍內，磁學（和感應耦合）絕對不是帶寬限制因素。

顯然，由于這些帶寬限制，霍爾傳感器 IC 不能在正常的、聽不見的工作頻率 (>20 kHz) 下感測使用功率 OSFET 或 IGBT 的大功率 PWM 電路，但線性霍爾效應器件對直流和主電源是可行的。

線性霍爾效應器件對功率應用的響應 ? 系統設計者面臨越來越苛刻的功率“預算”，并且尋求保存電流和功率的技術。電池供電設計和電池“備用”設計是特別關注的方面，因而需要詳細檢查能夠縮減功率的任何方法。

有一種循環技術以短暫間隔接通電源，然后以較長周期關閉電源，從而可以（定期）激活傳感器 IC。平均功率與工作周期有關。因此，對于低工作周期的應用，消耗的功率可大幅減少。固定電壓 IC 穩壓器（帶有“啟用”輸入）是切換霍爾效應器件電源和降低平均功率的非常可行的電路技術。

顯然，線性霍爾效應 IC 提供穩定可用信號所需的時間是非常重要的，因此對兩個不同的線性霍爾效應器件進行評價，以確定它們的加電響應特性。這兩個器件顯示不同屬性，示波器圖形描繪了將功率施加到線性器件上時器件的動態工作情況。這些繪圖包含 5% 的窗口，用于比較電壓達到最終數值時的信號設置。

與使用正交霍爾效應元件的上一代器件相比，最新的線性霍爾效應器件（帶有動態正交偏移消除）響應慢。早先的系列（A3506 等）在不到 1 ms 內下降至最終電壓的 95%（見圖 10），需要約 15 ms （見圖 11）達到最終值。顯而易見的權衡選擇：速度相對于加電時信號電壓的準確度和分辨率

圖 10。A3506 功率提高 (0.2 μs/div.) 

圖 11。A3506 功率提高 (2.0 μs/div.)

最新的器件（A3515 和 A3516）顯示響應更慢（≈ 25 μs 至 ≥95%，對于最終的穩定電壓電平，為 ≈ 40 μs）。這些繪圖揭示了性能相對于響應速度和功率節省潛力的基本權衡。

圖 12。A3515 加電(5.0 μs/div.)

線性霍爾傳感器器件/環形線圈磁滯 ? 試驗在 ±6 A 條件下進行，感應產生明顯的輸出電壓信號擺動，這說明涉及磁滯的任何誤差相當少（≈ 對于線性霍爾效應器件 (A3516) 和有缺口的環形線圈組合，誤差為 1%）。線性霍爾傳感器 IC 不顯示磁滯，這是其固有屬性。然而，不同的有槽環形線圈（和不同的磁性材料）可能具有不同磁滯性能。

實際測量的電壓差動范圍為 ≈ 16 mV 至 ≈ 22 mV，變化 >2.1 V。使用鐵氧體磁芯時，磁滯是個小問題，但是其他鐵芯（例如鐵粉）可能顯示不同特性。

因此，對具體的環形線圈和相關線性傳感器 IC 進行全面、徹底評價是非常明智的建議，并且推薦進行。

鐵芯（環形線圈）飽和 ? 鐵芯飽和通常不是問題。對于使用足夠匝數將霍爾效應器件輸出電壓驅至將近滿量程（最大設計電流）的電流傳感器應用設計，首先將傳感器 IC 感應成飽和狀態。為了獲得最佳準確度，使用的匝數應將輸出電壓過渡感應至（正好）不使傳感器 IC 飽和（稍后詳述）。

零交越 ?  對于線性霍爾效應傳感器 IC，零交越相當于零磁場（ B = 0 且 0 A 時，沒有感應磁通場）。零磁場時，霍爾效應器件輸出電壓等于 1 ? 2 電源電壓（即靜態輸出電壓）。

線性霍爾效應器件的寬帶輸出噪聲 ? 這些線性霍爾效應 IC 的寬帶噪聲無關緊要，其數值與所選器件有關。對于最新的穩定線性霍爾效應 IC 系列，試驗用的技術參數為：

• B = 0

• BW = 10 Hz 至 10 kHz

• I _OUT ≤1 mA

對于兩個系列的線性器件，典型的等效輸入噪聲電壓 (V_n) 數值為：

• A3506、A3507、A3508：125 mV

• A3515、A3516：400 mV

假定這些霍爾效應器件的最低靈敏度為 2.5 mV/G，而且磁通強度很低時不可能進行準確測量（稍后詳述），那么，寬帶噪聲的后果（通常）是非常小的問題。其他因素（尤其是隨著溫度發生的靜態輸出電壓漂移）更重要。

系統溫度 ? 這是需要考慮的關鍵因素，必須很好地理解并正確規定溫度范圍（沒有很大的裕度）。控制此重要設計要素對實現合理準確度大有裨益。注：開環設計不能輕易解決小的電流變化。≈ 1% 的鐵芯磁滯可以排除此小電流變化，并且不需要考慮對線性霍爾效應器件輸出參數及其與性能的關系所造成的其他（和更嚴重）溫度效應。

靜態輸出電壓（直流偏移） ? 實質上，比率測量線性霍爾 IC 的直流偏移與其從額定靜態輸出電壓（即 1 ? 2 電源電壓）的偏移有關。由于缺乏系統校準或單獨“查找”表，此直流參數確實會影響使用線性霍爾 IC 的所有電流感測系統的準確度。查看圖 3 和 4，以及表 2 和 3，直流偏移（ V _OQ 或靜態輸出電壓）的重要性不大。

最新的比率測量霍爾效應傳感器 IC 規定直流靜態輸出電壓極限為 1 ? 2 電源電壓 ±0.2 V [編者注：見附錄。]。使用線性霍爾效應 IC 時，在霍爾效應器件運行溫度范圍內的靜態輸出電壓漂移相當于 ±10 高斯。

靜態電壓的一個重要方面是其公差極限。當前規范給出的是 ±0.2 V [編者注：見附錄。] 從標稱值來看，這會轉化為 ±8% 的最大誤差，而且沒有任何溫度造成的效應 (A3515/3516)。顯然，此潛在誤差因素是難以克服的約束條件，如果準確的電壓是系統性能的先決條件，則必須認真考慮這一因素。

調節供電電壓至 2.5 V 標稱電壓，可以采用這種方式對靜態輸出電壓進行直流補償，但是這樣會影響靈敏度，而且生產中不容許出現任何相關偏移。根據圖 3 和 4，升高供電電壓會補償低靜態輸出電壓，降低供電電壓會補償高靜態電壓。然而，這樣的補償對靈敏度產生負面影響，會抵消將靜態電壓“歸零”的積極方面。

因為最新的線性器件的靈敏度規范包含 ±10% 公差，并且沒有任何溫度效應，因此“歸零”靜態輸出電壓（至 2.5 V）以避免靜態輸出電壓的 ±8% 誤差似乎相當荒謬。

對于“優質”型初期線性器件，直流漂移等于 ±20 高斯，對于“有限”溫度元件，漂移范圍至 ±50 高斯。而且，先前 IC 的靜態輸出電壓的公差范圍比帶偏移消除的最新 IC 更寬。

這會妨礙設計在廣泛溫度范圍運行的準確、精密線性感測系統的能力。設計所需的電流感測緊密公差一定會遇到并要協調任何與靜態輸出電壓（數值和漂移）相關的問題，這些問題在章節“開環線性霍爾傳感器 IC 的準確度”中詳細討論。

采用上面提到的漂移關系，最大靜態輸出電壓漂移偏差可以非常近似。這些計算基于（標稱）線性靈敏度：

 

• A3515：±10 G × 5.0 mV/G ≈ ±50 mV

• A3516：±10 G × 2.5 mV/G ≈ ±25 mV

• A3506：±20 G × 2.5 mV/G ≈ ±50 mV

• A3507：±35 G × 2.5 mV/G ≈ ±87 mV

• A3508：±50 G × 2.5 mV/G ≈ ±125 mV

實質上，如果靜態電壓漂移是重要標準，而最大靈敏度不是首要考慮因素，此列表將 A3516 確立為首選線性器件。在電流感測應用中，需要雙倍匝數（相對于 A3515）來獲得相同的電壓擺幅。

對于滿量程電壓擺幅 (≥±2.0 V)，A3516 的最大誤差是 ≤±1.3%，但是，靜態電壓漂移始終是 <±3 G（對于 A3516，為≈ ±7.5 mV）。該誤差因素取決于溫度；因此，應采用足夠匝數將輸出驅至接近滿量程。這樣會將溫度相關靜態輸出電壓漂移的整體效應減少到最低程度。因此，由于 ΔV_OQ 錯誤百分比較低，強烈建議接近全范圍運行。

對傳感器 IC 靈敏度的溫度影響 ? 前面已經描述了兩類新線性器件的標稱靈敏度（和范圍）。然而，沒有規定電路公差。IC 有不同的標稱靈敏度；然而，溫度相關最大漂移是相同的。在此重述靈敏度和范圍，并增加公差，從而得出下述霍爾效應 IC 參數和器件溫度漂移：

• A3515：靈敏度，5.0 mV/G ±10%

• Δ靈敏度 (ΔT)，T_A= Max, -2.5% (min), +2.5% (typ), +7.5% (max)

• Δ靈敏度 (ΔT)，T_A= Min, -9.0% (min), -1.3% (typ), +1.0% (max)

• 磁場范圍，≥±400 G (≥±2.0 V)

• A3516：靈敏度，2.5 mV/G ±10%

• Δ靈敏度(ΔT)，T_A= Max,-2.5% (min), +2.5% (typ), +7.5% (max)

• Δ靈敏度(ΔT)，T_A= Min,-9.0% (min), -1.3% (typ), +1.0% (max)

• 磁場范圍，≥±800 G (≥±2.0 V)

• 溫度范圍：

• T_A(min)，-40°C

• T_A(max)，85°C 或 125°C

實質上，開環線性霍爾效應器件可獲得的準確度與直流偏移和靈敏度有關。

開環線性霍爾傳感器 IC 的準確度 ? 在任何古典推理中，涉及該節點的推斷都很復雜。由于精密、嚴格測量要求日益增加，接下來將簡明解釋與獲得“準確度”和可靠性相關的要素。準確度、重復性、成本等因素相互關聯。

盡管可以定義參數最大值，但對準確度的累積影響卻是非常模糊。而且，所有最壞情況下的誤差不可能同時發生。對成本敏感的設計越來越基于典型器件規格，這可能導致不能輕易降低的小故障率（盡管在允許范圍內）。

準確描述“開環”電流感測的絕對準確度不在本文范圍內。然而，對要素進行回顧可以為分析提供支撐。

• 磁滯 (hys)，≈ ±1%

• 輸出靜態電壓， V_OQ，±8% [編者注：見附錄。]

• A3515 或 A3516：2.5 V ±0.2 V

• 輸出靜態電壓漂移，ΔV_OQ，±10 G

• A3515：≤± 50 mV

• A3516：≤± 25 mV

• T_A = Max 時的靈敏度，±10%

• A3515：5.0 mV/G

• A3516：2.5 mV/G

• Δ以下情況時的靈敏度：

• T_A = Max，-2.5% 至 +7.5%

• T_A = Min，-9.0% 至 +1.0%

• 正/負線性度，≈ 99.7%

• 對稱度，≈ 99.7%

• 寬帶噪聲，e_n，400 μV

顯然，這些要素中的一部分對獲得準確的電流感測至關重要，而另一些無關緊要。從根本上說，與磁滯、線性度、對稱度和寬帶噪聲相關的誤差重要性不大。與靜態電壓和靈敏度有關的因素絕對對進行任何準確、精密電流感測設計至關重要。

與靜態輸出電壓漂移有關的誤差取決于范圍和器件。±10 G（通常為

靜態輸出電壓公差列為百分數（≤±8% [編者注：見附錄。]）。這是根據標稱比率測量（1 ? 2 電源電壓 = 2.5 V）和規定限值 ≤±0.2 V 預測的 [編者注：見附錄。]。由于大多數線性霍爾傳感器 IC 更接近標稱值 (≤±0.1 V),因此 ±8% 公差代表一種“最壞情況下”的靜態輸出電壓情形。

靈敏度參數也會造成相當大的潛在誤差。然而，這些列出內容相當于最壞情況分析。此外，靈敏度和溫度效應之間的關系尚未完全確定。器件的靈敏度和溫度導致的漂移接近任何一個極限時，器件之間是否存在一致的相關性尚未確定。溫度相關的效應可能為零，或者極小（溫度消除任何累積偏差），或者累積（溫度進一步加劇公差）。

根據已經發布的參數和限制，開環電流感測設計的預期結果不容易低于 ≈ ±10% 至 ±15%。然而，在根據試驗數據 (A3515/16) 回顧最新的繪圖時，提高測量準確度的預期（絕對）有所提高。

兩個繪圖（圖 13 和 15）描繪了 V_OQ 相對于溫度的情況。+25°C 的數據記錄 A3515 的最小值為 2.468 V；最大值為 2.512 V；A3516 的范圍為最小值 2.464 V 至最大值 2.501 V。這個范圍比規定范圍嚴格得多。IC 的 -3 西格瑪極限為：2.457 V (A3515) 和 2.462 V (A3516)。+3  西格瑪極限為 2.520 V (A3515) 和 2.509 V (A3516)，在這些線性器件靜態輸出電壓的發布公差 ±8% 范圍內，這些電壓值可以很好地轉換 [編者注：見附錄。]。

A3515 的數據提供如下：

A3516 的數據提供如下：

ΔV_OQ 相對于溫度的數據和繪圖記錄顯示比規定限值 ±10% （之前以毫伏為單位列出）具有更好的性能。圖 14 和 16 顯示 V_OQ 漂移在范圍內，并且在大約 +25°C 的任何溫度窄帶范圍內，漂移非常小。顯然，溫度范圍影響輸出電壓漂移公差。

因為這些繪圖和數據需要特性在霍爾效應器件技術參數范圍內，因此強烈建議認真考慮可以達到的準確度（尤其是溫度范圍有限時）。從根本上說，要想在不采用校準和/或補充方法的情況下獲得個位數 (<10%) 的精確度，溫度效應是首要考慮因素。

圖 13。V_OQ 相對于溫度 (A3515)

圖 14。ΔV_OQ 相對于溫度 (A3515)

圖 15。V_OQ 相對于溫度 (A3516)

圖 16。ΔV_OQ 相對于溫度 (A3516)

靈敏度對準確度的影響 ? 靈敏度的繪圖和數據證實新的線性霍爾效應器件位于發布的限制范圍內，并描繪了解決準確度問題的另一個因素（盡管是次要因素）。器件靈敏度及其隨溫度的相關變化比較保守，盡管沒有極端的試驗裕度。圖 17 至 20 描繪了靈敏度數據。

A3515 的數據提供如下：

A3516 的數據顯示類似屬性：

圖 17。靈敏度相對于溫度 (A3515)

圖 18。Δ靈敏度相對于溫度 (A3515)

圖 19。靈敏度相對于溫度 (A3516)

圖 20。Δ靈敏度相對于溫度 (A3516)

顯然，數據和繪圖都沒反映比率測量線性霍爾傳感器 IC 的總體分布。對準確度的深入了解是為了說明基本必要條件，從而協調霍爾效應器件進行精確電流感測可達到的極限，但是這并暗示任何明確的約束條件。最終，應用創新、考慮周到的電路設計技術決定開環霍爾效應電流感測的核心限制條件。

校準和補償 ? 通過電流感測設計努力使開環準確度低于 ±10% 時，應考慮替代選擇。進行“硬件”校準和/或補償是昂貴、復雜的選擇，因此對于大多數設計而言，應予以忽略。

雖然使用一個比較器（或多個比較器）校準或補償來建立跳變點是可行的，但對于溫度和靜態電壓而言，實現全范圍線性運行依然是艱巨的任務。比較器可以提供離散電流信號（過電流、正常運行等），并且具有實用的準確度，但是它不能（輕易）區分小的電流變化。

軟件越來越成為擴大霍爾效應器件電流感測準確度的解決方案。通常，軟件方案涉及微控制器、μPs 或計算機，以及軟件校準/補償方案。

因為線性霍爾效應器件的線性度、對稱度和比率測定為 ≈ 100%，所以這些誤差因素（在很大程度上）可以忽視。如果系統需要較寬的運行范圍，則溫度范圍是確定因素。然而，溫度范圍窄的良性環境可以減輕設計困難。使用軟件（和 μC/μP）開發查找表時，需要測量和儲存數據點，用于為每一個電流傳感器 IC 提供可接受的（并且是單獨的）校準技術。這（通常）涉及下述校準/補償步驟：

• 測量和儲存 V_OQ（零電流），

• 測量和儲存（具體）電流點，

• 用 V_OQ 和數據計算靈敏度，以及

• 測量/儲存溫度漂移（如果需要）。

確定電流電平時，需要用到“查找”數據，以便使用儲存的 V_OQ 和靈敏度數據計算電流值。

• 測量 V_OUT 并計算電流值，以及

• 測量系統溫度并補償其漂移效應（如果系統要求如此）。

實質上，“查找”表對應前面已經提及的“校準的”線性霍爾效應器件。該軟件/查找表方法可以輕松達到 <±10% 準確度，其極限值（大概 ≈ ±1%）可能受到各種因素的限制，其中涉及軟件開發、必要校準和補償（包括設備），以及增加準確度相關的成本和時間。

顯然，數據儲存需要非易失性存儲器進行參數測定，也需要特殊的初始校準程序。查找表補償靜態電壓、靈敏度和溫度效應的變化因素。可以利用軟件校準和補償技術，將與這些系統準確度因素相關的潛在誤差降到最低。盡管這看上去復雜而且昂貴，但其他解決方案可能比使用低成本 8位 μC 的解決方案更復雜、更昂貴。

霍爾效應傳感器 IC 分類 ? 盡管這一方法可能加強器件輸出參數；但目前只有符合已公布數據表限值的線性器件銷售。其他人提供一些“增值”分類方案，但是這一程序和服務既不常見也不便宜。盡管如此，一些客戶選擇通過外部檢測、分類和按照具體的嚴格器件限值選擇線性霍爾效應器件來解決艱難的設計問題。顯然，預分類的霍爾效應器件 IC 可用性的任何改善都能給電流感測設計帶來明確的優勢，并且“分類的”霍爾效應器件的可用性可能改變。

傳感器組件的尺寸和形式 ? 由于可以獲得各種尺寸的環形線圈選擇(Eastern Components, Inc. 提供)，因此我們不能確定典型尺寸。為了適合霍爾效應器件封裝，線圈上帶有專門切割的槽。圖 21 展示了一個用于六個不同電流范圍的基本配置（感測的額定峰值電流為：1 A、3 A、5 A、8 A、10 A 和 100 A）。長度、高度和寬度有些許變化，最大的版本測量結果是長度 0.950"、高度 1.025"、寬度 0.500"；所有版本為 PCB 通孔形式。

圖 21。霍爾相應 IC 感測組件

電流感測“子系統”的成本 ? 確定以線性霍爾效應 IC 為基礎的電流傳感器的相關成本，幾乎與系統準確度涉及的各類問題一樣困難。必需部件（線性霍爾效應器件和有槽環形線圈）的成本容易確定，圖 21 中描繪的完整組件的起始價格為 ≈ $8.00 （數量：1000 個）。[編者注：1997 年的美元估價。]

有槽鐵芯的成本通常為 <$1.00（即使數量適度時也不例外），線性霍爾效應傳感器 IC 的成本范圍為 <$2.50 至 <$3.25 （1 000 件）。這個價格跨度反映了各類霍爾傳感器 IC 和不同溫度范圍。顯然，總量越高，單位成本減少，對于批量生產，傳感器 IC/環形線圈的綜合成本很容易降到低于 $3.00。從鐵芯轉換為帶“鑄造”缺口的鐵粉環形線圈，可以顯著降低總成本。與 $0.80 至 $0.85 的鐵芯不同，類似數量的鐵粉芯的成本為 ≈ $0.20 至 $0.25。

然而，根據各個單獨的設計要求，維修時間、軟件編程、裝配工作等其他因素會有較大的變化。顯然，每個系統的溫度、分辨率和準確度是影響系統成本的先決條件。開發和實施溫度范圍寬、分辨率高且非常精確的設計，所需要的費用與僅僅感測過量電流的費用有極大不同。過流故障檢測應用的可用公差范圍非常大（大概 ±20%），但這并不能保證實現精確的全溫度范圍設計所要求的任何軟件“查找”、嚴格的器件和溫度評估。

因此，僅能識別核心部件（和圖 21 的組件）。與軟件創建、系統設計工程等相關的費用不在使用線性霍爾效應 IC 進行電流感測的范圍內。

保護大功率電子設備

圖 22 是大功率 IGBT 電流感測檢測和保護的經典實例。對于交流感應電機或需要全橋或三半橋傳動（例如，三相永磁無刷直流電機）的其他功率電路，可將此圖與可調速傳動 (ASD)的單相聯系起來。這樣的配置可以檢測電源導軌（上部電流傳感器）中的過量電流。這種情況可能是因為在激活對應 IGBT 條件下，電源導軌對地短路，或輸出短路。短路低輸出或高輸出與同一“支腿”相反位置輸出的任意結合，可導致系統中產生（不安全）過電流故障。

圖 22。‘’ 帶電流傳感器 IC 的全橋

做為選擇，與繞組（中心傳感器）串聯的線性傳感器 IC 可以檢測短路負載,并監控實際的線圈電流。兩個位置中的電流傳感器 IC 應排除火災和安全危害（并保護任何人員）；并且高速“關閉”電路可以防止危害到功率輸出（如果設備維修不當等外部故障導致過流）。很明顯，整體電路響應速度（關閉時間）對保護系統和提供安全至關重要。

總結和展望

用于開環電流感測的線性霍爾效應傳感器IC 不斷發展和擴大。目前，可用的設備比之前所有的線性器件優異很多，并且在設計、處理、封裝、測試等方面持續不斷地進步。如前所述，如果要使設計、開發和實施的系統在較寬的工作溫度范圍內具有可靠的個位數準確度，當今的霍爾效應器件的公差和溫度漂移給設計人員提出了艱巨的挑戰。

預計霍爾效應器件性能和溫度穩定性方面的進展，以及集成更多功能和其他進步，會使線性霍爾效應器件更適合更高分辨率的電流感測。

未來的線性器件可能允許在霍爾效應器件封裝后，對傳感器 IC 進行編程。這將允許用戶調整增益（靈敏度），校準輸出靜態電壓 (V_OQ) 并對溫度變化問題進行補償。顯然，這涉及電路設計和測試方面的更復雜的創新技術。然而，應用此類霍爾傳感器 IC 的機會以幾何級數增長。

自 1960 年代末期實現集成以后，霍爾效應傳感器 IC 經歷了革命性的變化。隨著進一步發展和改進，對于新的線性霍爾效應器件的應用預期會擴大和增加，以滿足未來動力電子設備系統的許多新興需求。

致謝

線性霍爾效應電流傳感器的標志 [編者注：如圖 22 中的應用。Χ 標志是磁驅動的標準表示。] 由 Allegro MicroSystems 公司的前雇員 Raymond Dewey 創造。目前，對于使用霍爾效應技術的電流傳感器，沒有標準或公認的圖解符號。

參考資料

課程：P. Emerald，馬里蘭州巴爾的摩，1997 年電力系統世界，第六章，PCIM （電力轉換與智能運動）電力電子研究院，電流感測原理中的“用于功率轉換和運動系統應用的開環電流感測”；以及此為期一天的職業進展課程各章節的編著者。

研討會：P. Emerald 和 Joe Gilbert，加州長灘，1995 年電力系統世界，“用于運動控制和定位應用的集成式霍爾效應傳感器”。

附錄

由于本文寫于 1997 年 12 月，目前 A3515 和 A3516 比率測量線性霍爾效應傳感器 IC 已被 A132x 系列取代。可以從 Allegro 網站 A1324-5-6獲取關于新系列的信息。

另外，初次出版之后，對 A3515 和 A3516 比率測量線性霍爾效應傳感器 IC 的技術參數進行了更改。1998 年 4 月，新的嚴格靜態輸出電壓極限從最初的 2.5 V ±0.2 V 更改為 2.5 V ±0.075 V。除了靜態輸出電壓極限升級，有效的線性電流范圍可以通過加寬環形線圈缺口（槽）的方式進行拓展，從而將“磁耦合”脫敏。

根據名為“靜態輸出電壓（直流偏移）”的章節所述，技術參數最初通常將比率測量輸出列為 2.5 V。極限值為 2.3 V （最小值）和 2.7 V （最大值），器件工作溫度范圍內 V_CC = 5 V。此改善影響使用比率測量線性霍爾效應傳感器 IC 的系統能達到的準確度（見名為“開環線性霍爾傳感器 IC 準確度”的章節）。

如前所述，本文給出了下述輸出靜態電壓極限：

V_OQ ..................................2.48 V 至 2.52 V (±8%)

升級的技術參數顯示輸出靜態電壓極限如下：

V_OQ ..............................2.425 V 至 2.575 V (±3%)

此嚴格的技術規格顯著提高了通過這些線性比率測量霍爾效應傳感器 IC 實現更準確測量的能力。這意味著個位數準確度對于一些設計成為現實（尤其是那些溫度波動受限的設計）。

線性電流范圍 ? 根據關于線性電流范圍的初始材料（第 5 頁），帶有“緊密”磁耦合(?60 毫安差距，以匹配傳感器封裝）的范圍不變：

A3515：≥±400 G ÷ 6.9 G/A ? ±58 A

A3516：≥±800 G ÷ 6.9 G/A ? ±116 A

通過擴展（加寬）環形線圈的槽可以輕松實現磁耦合“脫敏”。磁耦合脫敏首先要把槽增加至 3 mm （≈  封裝體的兩倍），這樣就降低了磁通耦合，并增加了電流上限，如下：

A3516：≥±800 G ÷ 3.85 G/A ? ±210 A

試驗表明，傳感器 IC 殼體布置對磁耦合沒有影響。將“校準的”線性霍爾效應傳感器 IC 殼體置于中心，輸出信號與將殼體置于槽面上時的輸出信號相同。因為許多用戶努力想獲得更高的電流范圍，所以我們進行了另一次評估（從 Eastern Components, Inc. 獲得新的鐵氧體環形線圈之后）。

將環形線圈缺口擴大至 6 mm （即：比封裝厚度尺寸多 4×)，將電流范圍極限再次擴展。這一“脫敏”的磁耦合增加了最大電流極限，按照下述計算：

A3516：≥±800 G ÷ 1.7 G/A ? ±470 A

在可以獲得不同尺寸缺口的環形線圈后，需要進一步評估。這樣應該能提供更完整（盡管有重疊）電流范圍集（上限還未知）。另外，其他環形線圈材料（尤其是鐵粉）有待評估。

總結

嚴格的靜態輸出電壓公差使比率測量線性霍爾效應器件的準確度更好，加寬環形線圈槽可以增加這些器件的最大電流極限。

本文于 1998 年 5 月 6 日發表在俄亥俄州立大學召開的國際家電技術大會上。轉載需經許可。

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