當代電子系統中的電源管理可以通過高效的電源分配優化系統效率。電流檢測是電源管理的關鍵技術之一，它不僅有助于保持理想的電壓等級，而且能通過提供伺服調整保持電子系統處于正常狀態，同時還能防止發生電路故障和電池過度放電。

　　電流的檢測有兩種基本的方案。一種是測量電流流過的導體周圍的磁場，另一種是在電流路徑中插入一個小電阻，然后測量電阻上的壓降。第一種方法不會引起干擾或引入插損，但成本相對比較昂貴，而且容易產生非線性效應和溫度系數誤差。因此磁場檢測方法通常局限于能夠承受與無插損相關的較高成本的應用。

　　本文主要討論半導體行業中已經得到應用的電阻檢測技術，它能為各種應用提供精確且高性價比的直流電流測量結果。本文還介紹了高邊和低邊檢測原理，并通過實際例子幫助設計師選擇適合自己應用的最佳方法。

電阻檢測

　　在電流路徑中以串聯的方式插入一個低阻值的檢測電阻會形成一個小的電壓降，該壓降可被放大從而被當作一個正比于電流的信號。然而，根據具體應用環境和檢測電阻的位置，這種技術將對檢測放大器造成不同的挑戰。

　　比如將檢測電阻放在負載和電路地之間，那么該電阻上形成的壓降可以用簡單的運放進行放大(見圖1B)。這種方法被稱為低邊電流檢測，與之相對應的方法為高邊檢測，即檢測電阻放在電源和負載之間(見圖1A)。

　　圖1：上面簡化的框圖描述了一種基本的高邊檢測電路(圖1A)和一種基本的低邊檢測電路(圖1B)。

　　檢測電阻值應盡可能低，以保持功耗可控，但也要足夠大，以便產生能被檢測放大器檢測到并在目標精度內的電壓。值得注意的是，在檢測電阻上得到的這種差分檢測信號寄生在一個共模電壓上，這個共模電壓對低邊檢測方法來說接近地電平(0V)，但對高邊檢測方法來說就接近電源電壓。這樣，測量放大器的輸入共模電壓范圍對低邊方案來說應包含地，對高邊方案來說應包含電源電壓。

　　由于低邊檢測時的共模電壓接近地電平，因此電流檢測電壓可以用一個低成本、低電壓的運放進行放大。低邊電流檢測簡單且成本低，但許多應用不能容忍由于檢測電阻引入的地線干擾。較高的負載電流會使問題更加嚴重，因為系統中地電平被低邊電流檢測偏移的某個模塊可能需要與地電位沒變的其他模塊進行通信。

　　為了更好地理解這個問題，可以看一下圖2中采用低邊電流檢測技術的“智能電池”充電器，其中AC/DC轉換器的輸出連接到了“2線”智能電池。

圖2：采用低邊電流檢測技術的“智能電池”。

　　這種電池通常采用單線來傳遞指示電池狀態的電池細節信息，還有一根線用于溫度測量，出于安全的原因，這根線與負極和正極端子是隔離的。為了檢測電池溫度，電池通常內置一個熱敏電阻，由該電阻提供正比于電池負極電壓的輸出信號。

　　當采用低邊檢測方案時，可按照如圖2底部所示的方式插入檢測電阻。由電池電流產生的檢測電壓經放大后饋入控制器，再由控制器做出一些必要的處理來調整功率流。由于檢測電壓隨電池電流而變，這樣就會改變電池負極的電壓，而溫度輸出是以負極端子作為基準信號因此就導致溫度輸出不精確。

　　低邊檢測的另外一個主要缺點，體現在電池和地之間意外短路所導致的短路電流不能被檢測到。在圖2所示電路中，正極電源和地之間短路會產生足夠毀壞MOS開關(S1)的大電流。然而，盡管有這樣的問題，低邊檢測方案的簡單和低成本使得它對那些短路保護不是必要的應用來說有很大的吸引力，因為在這種應用中地線干擾是可以容忍的。

為什么要用高邊檢測？

　　高邊電流檢測(圖1b)指的是將檢測電阻放在電源電壓和負載之間的高位。這種放置方式不僅消除了低邊檢測方案中產生的地線干擾，還能檢測到電池到系統地的意外短路。

　　然而，高邊檢測要求檢測放大器處理接近電源電壓的共模電壓。這種共模電壓值范圍很寬，從監視處理器內核電壓要求的電平(約1V)到在工業、汽車和電信應用常見的數百伏電壓不等。應用案例包括典型筆記本電腦的電池電壓(17到20V)，汽車應用中的12V、24V或48V電池，48V電信應用，高壓電機控制應用，用于雪崩二極管和PIN二極管的電流檢測以及高壓LED背光燈等。因此，高邊電流檢測的一個重要優勢，那就是檢測放大器具備處理較大共模電壓的能力。

傳統高邊電流檢測放大器

　　對于工作在5V的典型低壓應用來說，高邊檢測放大器可采用簡單的儀表放大器(IA)。然而，不同的IA架構有著不同的限制，如有限的輸入共模電壓范圍。另外，IA也比較昂貴，而且在較高共模電壓時，低壓IA根本無法工作。因此設計高壓高邊電流檢測所需的放大器是一個艱巨的挑戰。

　　解決這個問題的一個直截了當的方法，就是使用簡單的電阻分壓器來降低高邊共模電壓，讓這個共模電壓落在檢測運放的輸入共模范圍內。然而，這種方法不僅體積大，成本高，而且像下文說明的那樣還可能無法提供精確的結果。

　　讓我們考慮這樣一個例子：在檢測電阻上產生100mV檢測電壓，該電壓寄生在10V的共模電壓上。對應100mV滿幅檢測電壓的理想輸出是2.5V，最差精度指標是1%。

采用圖3所示的簡單電阻分壓器可將10V共模電壓減小10倍。

圖3：實現傳統高邊電流檢測的電路。

　　配置為差分放大器的運放A1能很輕松地處理1V共模電壓。但Vsense(100mV)同樣也被縮小了10倍，因此在差分放大器A1的輸入端檢測電壓只有10mV。為了提供要求的2.5V滿刻度電平，還必須引入第二個放大器A2，并設置為250倍的增益。

　　值得注意的是，A1的輸入偏移電壓無衰減地出現在其輸出端，同時出現在A2輸入端，然后被放大250倍。由于這些偏移電壓是不相關的，它們在A2輸入端可能整合為一個平方根和(RSS)，并形成等效偏移電壓。假設兩個運放都有1mV的輸入偏移電壓，那么等效偏移電壓為：

其中VOS_A1和VOS_A2分別是A1和A2的輸入偏移電壓。

　　因此由上述公式可以得出A2輸出端僅由輸入偏移電壓所引起的誤差電壓為：

250(1.4mV) = 350mV

這樣，運放偏移電壓造成了14%的系統誤差。

電阻比失配對CMRR的影響

　　第二個主要的誤差源，是來自與放大器A1的電阻臂相關的公差。A1的CMRR很大程度上取決于電阻增益設置臂R2/R1和R4/R3之比值。兩個臂中電阻比值即使差1%，也會產生90μV/V的輸出共模增益。

　　使用1%公差的電阻時，電阻臂比值最大變化為±2%，相當于最壞情況下3.6mV/V的共模電壓誤差。這樣，10V的輸入共模電壓變化將在A1輸出端產生高達36mV的誤差(電阻臂變化1%時的誤差為0.9mV)。36mV的誤差顯然是不能接受的，因為它將導致增益為250的A2出現飽和！即使電阻臂比值變化1%也會產生放大的誤差電壓0.9mVx250=225mV。

總誤差

　　總誤差等于A1輸入偏移電壓、A2輸入偏移電壓、以及由電阻精度引起的誤差電壓的RSS總和。如上所述，電阻%1的精度變化加上10V的共模電壓變化本身就會產生最大36mV的誤差，并使A2飽和。假設電阻臂R2/R1和R4/R3之間的比值只變化1%，輸出誤差也將高達0.9mV。因此總的RSS輸入誤差電壓為：

其中VOS_A1和VOS_A2分別是A1和A2的輸入偏移電壓，VOS_MISMATCH是由于電阻臂比值1%的變化引起的輸入誤差電壓：

　　即使我們忽略溫度變化，由于放大器A1和A2的偏移電壓以及電阻臂比值1%的失配引起的總誤差也可能高達1.67mVx250=417.5mV，是滿刻度輸出的16.7%。換句話說，417.5mV誤差電壓看上去像是417.5mV/25 = 16.7mV的輸入偏移誤差，這顯然是不可接受的。

　　總誤差可以通過使用更高精度的電阻(0.1%)、或具有更好偏移電壓規格的放大器來縮小。但這些措施將進一步增加本來就已經包含了眾多元件的系統的成本。

　　另外，即使沒有負載，電阻分壓器R4/R3和R2/R1也提供了電源電流到地的流通路徑。這種到地的低共模阻抗在電池供電設備中很關鍵，因為電阻路徑中的漏電會迅速泄漏電池能量。

專用高邊電流檢測放大器

　　綜上所述，理想的器件不僅要能檢測較高共模電壓上的電壓，而且要具有非常好的CMRR和低輸入偏移電壓。圖4中基本的高邊電流檢測放大器(CSA)已經能以IC的形式買到，并采用小型封裝以最小化電路板尺寸。生產這種IC時使用的高壓制造工藝允許它們即使是在低至2.8V電源電壓下工作也能處理高達80V以上的共模電壓。

圖4：包含這些基本元件的集成高邊電流檢測放大器。(負載、電流鏡像、緩沖器)

　　電流流經圖4中的檢測電阻會產生一個很小的差分電壓，該電壓必定通過增益電阻RG1。而(正比于檢測電壓的)這個電流被鏡像和處理后提供以地為參考的輸出電流，從而完成從高邊的理想電平偏移。這個電流輸出可以通過流經一個電阻或電壓緩沖器而轉換為電壓。

　　美信公司的這個高邊CSA具有以下一些特性：該芯片有非常高的共模輸入阻抗，最小的輸入偏移電壓，低于1%的精度指標和典型100dB的CMRR。這些特性為傳統高邊CSA中常見的問題提供了高性價比的解決方案。其小型封裝(2.2mmx2.4mm SC70，3mmx3mm SOT，1mmx1.5mm USCP等)使電路板尺寸得以保持最小。

　　這些高邊放大器可以適合眾多應用中的低成本電流檢測使用，每一種放大器都針對特定應用作了優化。例如，MAX4372、MAX9928/29和MAX9938適合電池供電的設備，而MAX9937和MAX4080非常適合工業系統，MAX4069和MAX9923則是需要超低偏移電流應用的最好選擇。由于不使用低邊電流檢測方案，所有這些IC有效地避免了地彈電壓和短路檢測功能缺失的問題。

作者：Arpit Mehta

策略應用工程師

多媒體業務部

Maxim Integrated Products公司