基本的反激變換器原理圖如下所示，在需要對輸入輸出進行電氣隔離的低功率＜75W～的開關電源應用場合，反激變換器（Flyback Converter）是最常用的一種拓撲結構（Topology）。簡單、可靠、低成本、易于實現是反激變換器突出的優點。

對于本設計的應用中由于輸出主反饋輸出電壓為12V；另一路輸出高壓110V如果電源的交叉調整不理想的話，110V的輸出將會飄高；甚至緊跟其后的電解電容的應力產生非常大的麻煩，還會有可靠性設計方面的問題。

對于多路輸出電源，能量分配與輸出調整；我來研究其產生原因和改進方法。

理論上反激電源比正激電源更適用于多路輸出，但實際上反激電源的多路輸出交叉調整率比正激電源也更難做好，我們理解交叉調整率非常重要的一點是，傳遞到副邊的電流是如何被副邊的多路輸出所分配的。

由于變壓器漏感等參數引起的交叉調整率問題已成為多路輸出電源的設計難點之一。

注意基本理論：最初傳遞到副邊電流的大多數會傳遞到漏感最小的那一路輸出。如果這一路輸出沒有用來開關管PWM的反饋控制，那么它的峰值電壓就會很高。相反，如果這一路用來開關管PWM的反饋控制，那么其他路的輸出就會受到降低。

難點之二；另外一個關于交叉調整率相關的非常重要的特征就是非反饋繞組輸出的匝數。具體來講，為了保正輸出電壓在規定的誤差范圍內，需要增加或減少他們的匝數或者是調整反饋反饋繞組的輸出。為了使所有的輸出在一定的誤差范圍內，這必然需要對電源的交叉調整改善有很好的經驗和理論基礎。

對于小電流輸出且對噪聲電壓要求比較低的場合；在大多情況下，我的策略是通過增加額外的線性或開關穩壓電路來容易解決交叉調整率帶來多路輸出電壓不能達到規定誤差范圍內的問題。

我來從理論分析我們設計反激電源時都遇到這個問題，一路輸出穩定性非常好，但多路輸出時沒有直接參與反饋的電路輸出的電壓會隨其它路的負載變化而劇烈變化，產生的原因是什么？如下原理圖分析：

最常見的多輸出（兩路）反激變換器

理論分析：多路輸出反激變換器如上圖所示，其中V01、V02分別為主輸出（反饋調節）、副輸出（無反饋調節）。

假定Ls1＝Ls2＝0、VF1＝VF2＝0，通過實驗可以得出結論：

則不存在交叉調整率問題。

實際上的理想電路結構是不存在的；因此我下面分別分析變壓器漏感及輸出二極管正向壓降對交叉調整率的影響。

A．漏感影響（假定VF1＝VF2＝0）VF1與VF2為VD1與VD2的正向管壓降。

由于反激變壓器磁芯需要開氣隙（防止變壓器飽和）以及繞制工藝限制導致了漏感的存在；LS0為變壓器的原邊漏感；LS1與LS2為變壓器的副邊漏感；正常情況下變壓器副邊的漏感LS1、LS2是成比例存在的。

漏感反映了變壓器原副邊的能量耦合情況，漏感越大則耦合越差：

當V01加重載時，由于反激變換器傳輸能量增多，V02會飄高（其負載越輕飄高越嚴重），此種情況下，LS2越大則V02回路傳輸能量越少，交叉調整率越好；

當V01加輕載時，由于反激變換器傳輸能量減少，V02會拉低（其負載越重拉低越嚴重），此種工況下，LS2越小則V02回路傳輸能量越多，交叉調整率越好。

可以得出結論：在MOS關斷時，次級輸出時能量的分配是有規律的，它是按漏感的大小來分配的，具體是按匝比的平方來分配（我們可以這樣等效：把其他路等效到一路就可以）我們假設：5V／5匝，漏感1uH； 12V／12匝，如果漏感為（12／5）＾2（平方）＊1＝5．76uH，則兩路輸出的電流變化率是一樣的，沒有交叉調整率的問題，但如果漏感不匹配時，就會有很多方面會影響到輸出調整率。

因此我們已經知道漏感是影響輸出調整的關鍵指標之一；等會我們再來討論優化措施。

B．輸出整流二極管影響（假定LS1＝LS2＝0）我們先忽略漏感的影響。

低壓輸出采用肖特基的VF曲線（參考圖示）MBR10200等其它類同，會有差異。

如上圖所示，肖特基二極管的正向壓降VF隨IF變化而變化，從而導致變壓器每匝電壓隨負載變化，進而影響交叉調整率；得出如下結論：

當V01加重載時，VF1隨IF增大而增大，變壓器每匝電壓變高導致V02變高；

當V01加輕載時，VF1隨IF減小而減小，變壓器每匝電壓變低導致V02變低。

下面我們來探討設計優化的方法。先介紹以下三種通用的設計方法：

A．減小變壓器漏感同時要控制好次級繞制漏電感。

由于不同情況況下為改善交叉調整率對變壓器漏感提出了截然相反的要求，因而需要同步減小LS1、LS2來改善交叉調整率。如下再做分解介紹。

B．減小輸出整流二極管VF值，選擇合適的輸出整流二極管；重點研究變壓器的繞制工藝技術，進行變壓器各繞組耦合優化最佳化！如下再做分解介紹。

注意：采用Low－ VF輸出整流二極管，也可以使用同步整流方法來減小變壓器每匝電壓隨負載的變化，從而改善交叉調整率。

C．多路反饋控制（2路理論上就可以了）

對于本設計采用如下圖所示的多路反饋控制，通過犧牲主輸出V01交叉調整率來改善副輸出V02的交叉調整率。（具體應用需要根據實際應用狀況調整）

輸出調整的計算公式如下：

具體的參數計算運用上式即可方便計算及調整；設計注意點：

1．采用如上圖所示的雙反饋機制要根據需要設計反饋量的權重比例

2．對于主反饋要求的控制精度很高時；建議單路的主路反饋！具體設計要根據實際的需要進行選擇設計

D．改善多路輸出開關電源交叉調整率的無源緩沖設計方法；這里不做介紹在實際運用中基本很少使用。

我重點來介紹變壓器的漏感控制和電路簡單設計及變壓器的控制技術來分析和優化多路輸出交叉調整率的問題。（符合我們的批量生產及低成本法則；）

本例中的變壓器設計參數：

注意：對于設計－輸出路數我把它調整成多路繞組；但只要次級漏感按匝數比例匹配；我的輸出各路電壓就比較穩定啦！

次級漏感，這是跟繞組有關系的；當電源工作在DCM狀態，其DCM時由于電流沒有后面的平臺次級整流二極管可以流電流關斷，其漏感影響更顯著。

優化的思路和方法：

1．變壓器工藝（繞組及繞制設計）；采用三明治繞法，讓功率比較大＆電壓比較低的主反饋繞組夾在最中間，控制其漏感；電壓比較高＆功率比較小的高壓繞組均分為2個繞組分別靠近1／2初級繞組，這樣就可以進行漏感匹配設計。

2．電路設計方法，電壓輸出較高的繞組在整流管前面加一個小的磁珠或一個小的電感，人為增加其漏感，這樣電流的變化率就接近于主輸出，電壓就穩定。

在本設計高壓繞組采用分層的三明治繞法可以分別串聯整流調整高壓繞組的輸出控制其最高的輸出電壓。

3．對于電壓相近的輸出；我們假如系統有：3．3V、5V的輸出設計；按我們的理論其漏感就應該差別很小，這時就要把這兩個繞組繞在同一層里面，甚至有時候5V要借用3．3的繞組，也就是所謂的堆疊繞法，來保證其漏感比。控制原理跟上圖基本相同。

注意：另外有的時候電壓不平衡是由于算出的匝數不為整數造成的，如半匝，當然半匝是有辦法繞的，但半匝的繞法我不推薦使用，這時我推薦可以通過二極管的壓降來調整，對于小功率的設計應用；假如12V用7匝，5V用3匝，如果發現12V偏高，則12V借用5V的3匝，但剩下的4匝的起點從5V輸出的整流管后面連接，則12V的整流管的壓降為兩組輸出整流管的壓降和，如：0．5（5V）＋0．7（12V）＝1．2V，另外12V輸出負載變化時，其電流必然引起5V整流管的壓降變化，也就是5V輸出變化，而5V的變化會通過反饋調整，這樣也間接控制了12V。

常用低成本控制多路輸出的理論分析：

多路輸出反激變換器往往只對主輸出采用閉環反饋穩壓，而輔輸出則開環不反饋。當變壓器為理想以及二極管壓降可忽略時，在連續導通CCM模式下，多路輸出反激變換器的主、輔輸出的電壓都比較穩定。但由于變壓器的非理想性（存在漏感以及線圈的直流電阻）以及二極管壓降不可忽略，當主、輔輸出負載發生變化時，輔路輸出由于開環，其輸出電壓會發生較大變化，交叉調整率比較差。

對于多路輸出的情況，通常只有輸出電壓低、輸出電流變化范圍大的一路作為主電路進行反饋調節控制，以保證在輸入電壓及負載變化時保持輸出電壓穩定。

理想情況下，輔助輸出電壓與主輸出電壓滿足變壓器匝數比的關系，即只要使主輸出電壓保持穩定，則輔助輸出電壓也能保持穩定。

但實際上由于受變壓器各個繞組間的漏感、繞組的電阻、電流回路寄生參數等的影響，輔助輸出電壓隨輸出負載的變化而變化。

通常當主輸出滿載，輔助輸出輕載時，輔助輸出電壓將升高； 而當主輸出輕載，輔助輸出滿載時，輔助輸出電壓將降低。這就是會帶來多路輸出的負載交叉調整率問題。

對于常用低成本控制多路輸出的優化方法：

在當前，改進多路輸出開關電源的交叉調整率的方法可分為無源和有源兩類。有源的方法（加后級調節控制） 雖然具有高穩壓精度，但電源的可靠性、效率和復雜性都不如無源的方法好。在實際過程中，我推薦低成本的無源設計優化方案。

總結如下：

A．輸出電壓加權反饋控制

利用加權的原理，把主輸出電壓和輔助輸出電壓按一定的權重比例進行取樣反饋，從而使輔助輸出電壓也能像主輸出電壓一樣，能夠對占空比起到一定的調節作用，使輔助輸出電壓的變化得到一定程度的改善，從而提高輸出電壓的交叉調整率。

B．各路輸出濾波電感的耦合

通過電感耦合，使多路輸出電流變化量相互感應，改善電感電流脈動，從而保持多路輸出電壓間的比例關系，改善負載交叉調整率。

C．變壓器各繞組耦合優化最佳化設計

對多路輸出的電源，其輸出阻抗直接決定了輸出電壓的變化，輸出阻抗與各輸出繞組間的漏感成正比，而初、次級繞組的耦合程度對輸出阻抗也有很大影響，所以設計多路輸出高頻變壓器要使各輸出繞組間緊密耦合，且輸出電流變化范圍大的繞組（主輸出繞組） 與初級繞組要耦合的最好，這些都有利于提高交叉調整率

D．采用鉗位電路的優化設計

漏感會導致變壓器電壓的尖峰，對于反激變換器，該尖峰會直接引起輔助輸出輕載時輸出電壓的攀升。如果能保持嵌位電壓的大小略高于次級反射電壓，則多路輸出反激式開關電源的交叉調整率也能得到極大的改進。