許多工業和企業應用通常需要隔離電源。設計此類電源需要使用光耦合器進行反饋控制，這增加了另一層復雜性。TI 的 LM5017/8/9 和 LM5160 恒定導通時間 (COT) 同步降壓穩壓器系列具有特定的特性，使其能夠在 fly-buck 拓撲中使用，從而無需光耦合器并大大降低設計復雜性、成本材料清單 (BOM) 和印刷電路板 (PCB) 的成本。

LM5017是一個100 v, 600 ma的同步降壓穩壓器，集成了高側和低側mosfet。在LM5017中采用的恒定準時(COT)控制方案不需要環路補償，提供了優秀的瞬態響應，并使非常高的降壓比。接通時間與輸入電壓成反比變化，導致在輸入電壓范圍內幾乎保持恒定的頻率。高壓啟動調節器為集成電路的內部操作和集成柵極驅動器提供偏置電源。

峰值限流電路可防止過載。欠壓鎖定(UVLO)電路允許獨立編程輸入欠壓門限和遲滯。其他保護功能包括熱關閉和偏置電源欠壓鎖定(VCC UVLO)。

傳統的fly-buck使用二極管對隔離輸出進行整流；然而，這種方法的輸出調節會隨著電流的增加而降低，從而導致效率和熱性能下降。在保持可接受的效率和調節率的同時最大化電流傳輸的一種方法是使用同步整流器。

同步整流管的驅動方式有三種：第一種是外加驅動控制電路，優點是其驅動波形的質量高，調試方便。缺點是：電路復雜，成本高，在追求小型化和低成本的今天只有研究價值，基本沒有應用價值。圖5是簡單的外驅電路，R1D1用于調整死區。該電路的驅動能力較小，在同步整流管的Ciss較小時，可以使用。圖6是在圖5的基礎上增加副邊推挽驅動電路的結構，可以驅動Ciss較大的MOSFET。在輸出電壓低于5V時，需要增加驅動電路供電電源。
第二種是自驅動同步整流。優點是直接由變壓器副邊繞組驅動或在主變壓器上加獨立驅動繞組，電路簡單、成本低和自適應驅動是主要優勢，在商業化產品中廣泛使用。缺點是電路調試的柔性較少，在寬輸入低壓范圍時，有些波形需要附加限幅整形電路才能滿足驅動要求。圖7和圖8是四種反激同步整流的電路結構。由于Vgs的正向驅動都正比于輸出電壓，調節驅動繞組的匝數可以確定比例系數，且輸出電壓都是很穩定的，所以驅動電壓也很穩定。比較麻煩的是負向電壓可能會超標，需要在設計變壓器變比時考慮驅動負壓幅度。
第三種是半自驅。其驅動波形的上升或下降沿，一個是由主變壓器提供的信號，另一個是獨立的外驅動電路提供的信號。圖9是針對自驅的負壓問題，用單獨的放電回路，提供同步整流管的關斷信號，避開了自驅動負壓放電的電壓超標問題。

TI 使用 LM5160 穩壓器設計 15W 隔離式自驅動同步反相 Fly-Buckboost 參考設計 是使用 LM5160 穩壓器作為 fly-buck 來生成能夠提供 3A 連續電流的 5V 輸出的示例。此設計使用自驅動繞組來驅動同步整流器的柵極。圖 1 顯示了配置為反相降壓-升壓配置的初級側，其原因將在后面更詳細地描述。

圖 1. 自驅動框圖

如果 1-D 周期小于 50%，則負載調節可能會受到影響，因為在此期間能量被轉移到次級側。隨著一維周期的減少，對于給定的負載，在一維周期內初級上的峰值電流會大大增加。結果，峰值電流變大，負載調節受到很大影響，因為初級上的更多電壓分布在磁化電感和漏感上。因此，在設計 fly-buck 時，建議一維周期大于 50%。此外，LM5160 的峰值電流限制可低至 2,125A（典型值為 2.5A），為了滿足 3A 的要求而不進入電流限制，選擇了特定的匝數比。該設計使用具有 3:1 降壓比的 Versa-Pac 變壓器。分鐘：

為了在關斷期間驅動同步 MOSFET，在變壓器上安裝了一個 9 匝繞組，它產生 2 比 1 的匝數比。等式 4 至 7 顯示了在 Vin max占空比關斷期間同步 FET的 V gs電壓：

圖 2.最大 Vin 處的V gs

變壓器的漏感、直流電阻 (DCR) 和整流器的正向壓降是影響 Fly-buck 輸出調節的輸出調節因素，圖 3 顯示該設計能夠在整個 V in 和負載范圍內實現 ±5% 的調節使用同步整流器。

圖 3. 整個 Vin 范圍內的負載調節

在空載時，如果使用二極管整流器，次級輸出電壓可能會由于次級電壓尖峰而產生峰值電荷。這種同步方法還無需預載電阻器或齊納鉗位以在空載時進行調節。

與 Versa-Pac 相比，我們可以通過制造具有更低漏感和 DCR 的專用變壓器來進一步提高調節和效率。此外，與初級繞組緊密耦合的專用同步繞組將減少開關尖峰并避免超過同步 MOSFET 柵極和源極之間的最大額定電壓。