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為了可靠地捕獲高頻信號和快速瞬態脈沖，示波器和有源探頭等寬帶寬數據采集系統需要滿足以下要求的高性能模擬前端（AFE）信號鏈：

• （至少）支持1 V_PP信號，以確保高信噪比。

• 支持直流到500MHz的高輸入阻抗（高阻態），以防止加載待測器件。

• 提供低噪聲和低失真，以保持高信號保真度。

• 提供高直流精度。

克服這些設計難題的一種方法是建立基于復合環路的方案，使低頻和高頻信號鏈交錯，以獲得直流精度和較寬的大信號帶寬。

由于部署滿足系統要求的基于復合環路的電路非常復雜，工程師通常需要設計定制的應用特定集成電路（ASIC）或使用多個分立式元件，如圖1所示。這兩種方案都存在弊端，包括需要專門的ASIC專業知識，同時還會增加設計復雜性。這兩種方案還需要在性能和成本方面進行權衡：分立式實施比ASIC成本低，但不符合性能等級的要求。

圖1：具有精密放大器模擬前端的分立式緩沖器復合環路

本文將探討與全新BUF802 Hi-Z緩沖器單芯片實施相比，分立式緩沖器復合環路實施存在的設計難題。

分立式緩沖器復合環路架構

圖1中Hi-Z AFE的分立式實施使用在復合環路中配置的精密放大器和基于分立式結型場效應晶體管（JFET）的源極跟隨器電路。環路將輸入信號分離為低頻和高頻分量，通過兩個不同的電路將兩個分量傳遞到輸出（傳輸功能），并將它們重新組合，呈現為凈輸出信號，如圖2所示。

圖2：分立式復合環路低頻和高頻路徑

低頻路徑提供了網絡轉輸功能良好的直流精度，而基于JFET源極跟隨器的高頻路徑為網絡傳輸功能提供了較寬的大信號帶寬以及低噪聲和低失真。圖2所示電路的一個主要難題是實現兩條路徑的順利交錯，以確保平坦的頻率響應。兩條路徑的傳輸功能中的任何不匹配都將導致網絡傳輸功能頻率響應中斷，從而喪失信號保真度。

復合環路架構的目標  

在直流或低頻下，C_HF（高頻電容器）處于開路狀態，電壓輸出（V_OUT）由低頻路徑中的精密放大器控制。α和β電阻網絡之比可控制直流或低頻增益。

在高頻下，由于增益帶寬產品的限制，C_HF短路和精密放大器會用盡帶寬。分立式緩沖器充當JFET源，負-正-負發射極跟隨器確定V_OUT。在圖3中，分立式緩沖器級稱為增益(G)，用于確定高頻路徑增益。

圖3：分立式緩沖器復合環路架構

在中頻下，由于低頻和高頻路徑可確定輸出，因此為了確保平坦的頻率響應，請務必對極點和零點的單獨增益和交互進行調優。由于具有相同的分量，中頻下的增益均衡難以實現，C_HF和R_HF（高頻電阻）將確定低頻和高頻路徑的極點，如圖4所示。

圖4：分立式緩沖器頻率響應

復合環路應具有平坦的頻率響應和較高的交叉頻率區域，以便降低1/f噪聲并實現快速過驅恢復。

分立式實施的復雜性

由于低頻路徑和高頻路徑相互依賴（如圖5所示），為實現平坦的頻率響應，C_HF和C_F（補償電容器）的值達到了數十納法。但這些值致使交叉頻率范圍從幾十赫茲達到幾百赫茲，因而限制了信號鏈的直流噪聲性能。

圖5：低頻和高頻路徑的相互依賴

以分立方式實施復合環路的另一難題是精密放大器開環增益的極點以及由R_HF和C_HF 組成的電阻器-電容器網絡的極點會導致低頻路徑中形成雙極點網絡，從而導致不穩定。在精密放大器（圖3中名為“γ網絡”）上實施附加網絡可以針對這種不穩定現象提供補償，但為了實現更平坦的頻率響應，還需要進行調優，這就導致在工作范圍內建立平坦的頻率響應時的復雜性進一步增加。

使用BUF802實施復合環路

實施分立式復合環路的主要限制之一是低頻和高頻路徑之間相互依賴，并需要增加γ網絡進行補償，而TI的全新BUF802高阻態緩沖器在器件中內置了輔助路徑。將精密放大器的輸出連接到輔助路徑會形成復合環路，同時可確保低頻和高頻路徑之間相互隔離。隔離不同頻率的路徑可建立更高交叉頻率的區域，并且無需γ網絡和補償電路。低頻和高頻信號分量在BUF802內部重新組合，在OUT引腳上重新呈現，如圖6所示。

圖6：具有內部BUF802的復合環路精密放大器

結語

BUF802等集成式Hi-Z緩沖器有助于解決基于復合環路實施的復雜難題。BUF802的集成保護功能（如輸入/輸出鉗位）有助于保護信號鏈中的后續級，減少過驅恢復時間和輸入電容，并提高系統可靠性。

考慮在當下應用場景中使用AFE時，您還必須考慮未來的測量需求，未來通常需要更高的帶寬。BUF802具備的功能和優勢可顯著提高測量精度，確保系統設計投資可滿足未來測試要求。

其他資源

• BUF802數據表的第1節提供了為實現平坦的頻率響應選擇分立式元件的詳細分析和計算。

• 適用于高速示波器和寬帶數字轉換器的8GSPS模擬前端參考設計說明了復合環路AFE設計中BUF802的性能以及測量分析功能。