在材料保護領域，等離子體表面處理、陽極氧化、微弧氧化、脈沖電鍍等新技術正在國內興起。工業生產需要的特種電源以大功率正負脈沖電源為先進的一種。電源的研制過程中，絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)始終是功率開關器件的首選。他集MOSFET的輸入阻抗高、驅動容易、開關速度快、無二次擊穿和GTR的通態壓降低、高壓大電流化容易等優點于一體，是目前脈沖電源中的主要功率開關器件。IGBT的可靠工作是脈沖電源可靠工作的基礎，在對IGBT的保護中，過流保護是關鍵技術之一，脈沖電源能否穩定、可靠地工作，很大程度上取決于過流檢測保護電路設計的優劣。

1　典型控制方案
    1．1　IGBT的失效機理
　　IGBT在短路和過流時，如不迅速加以保護就會導致器件失效，其主要原因有：超過熱極限、發生擎住效應、器件過壓擊穿等。
　　(1)超過熱極限　器件短路時的功耗將導致器件芯片溫度迅速上升。若溫度超過250℃，由于芯片材料硅的本征化將會導致IGBT迅速熱擊穿而損壞。
    (2)發生擎住效應　IGBT結構上存在寄生晶閘
管，在極大的短路電流下關斷IGBT時極易發生動態擎住導致器件損壞。
　　(3)器件過壓擊穿　大電流下關斷IGBT時極大的dI/dt在回路電路中產生的關斷電壓尖峰有可能使IGBT因雪崩擊穿而損壞。
    1．2　IGBT的特性曲線
　　圖1是IGBT短路時的輸出特性。他說明IGBT的短路電流I_sc隨電源電壓V_CC增加而增加，同時也隨柵極驅動電壓V_GE增加而增加，因此柵極驅動電壓V_GE的幅值不宜過大。

　　圖2是IGBT的允許短路時間t_SC，短路電流I_sc與柵極驅動電壓的關系，由圖2可知，當IGBT短路時，及時減小V_GE可以使I_SC減小和延長。　

　　圖3是IGBT的飽和導通壓降V_CES和集電極電流I_c的關系。該圖表明，V_CES和I_c近似成線性關系，因此，可以通過檢測集電極電位來判斷IGBT是否過流。

    1．3　常用檢測電路
　　根據以上IGBT的3個特性曲線，利用通過檢測集電極飽和壓降來判斷IGBT是否過流這一原理，可以派生出很多檢測電路，文獻［1～3］中均有介紹。其中較為常見的電路如圖4所示^［1］。

　　此電路由一比較器實現。圖4中D為高反壓快速恢復二極管，電位器W用于調整V_＋。當管子正常導通不過流時，V_ce＋V_d(V_d為二極管D的正向導通壓降)低于V_＋，比較器輸出高電平；當發生過流時，I_c急劇增加，使V_ce上升很多，有V_ce＋V_d高于V_＋，比較器輸出低電平，通過光耦產生過流保護信號(低電平有效)。
　　雖然通過檢測其集電極電壓來判斷IGBT工作電流是否過大的方法最直接，但在電路設計時遇到2個問題：
　　(1)IGBT通態時，V_ce只有幾伏電壓，IGBT關斷時，V_ce卻有幾百伏電壓，相差如此大的檢測信號怎樣協調統一。因檢測電路直接與控制電路相連，所以不希望有強電信號進入，以免干擾和沖擊控制電路。
　　(2)由于IGBT管在快速大電流能斷狀態下工作，要求檢測電路輸入阻抗高，輸入電容小。鑒于以上兩點，選擇舍棄通過檢測集電極電壓來判斷IGBT工作電流是否過大的方法，而考慮在主回路上直接進行檢測。

2　雙重保護控制電路
    2．1　主電路原理圖
主電路為載波電路，如圖5所示。

　　圖5中I₁，I₂為采樣電流，V₁，V₂為采樣電壓。I₁，V₁分別為正向電流和正向電壓；I₂，V₂分別為反向電流和反向電壓。
    2．2　控制系統原理圖控制電路如圖6所示。
　　圖6中LM358為反向放大器，LM324為比較器，PT為保護電路的控制信號(高電平有效)。這里，比較器選擇的依據是：由圖2中IGBT的驅動柵壓V_GE與I_sc和允許過流時間t_sc的關系知，當V_GE＝15 V時，該器件承受250 A的過流沖擊時間僅為5μs。如果在過流開始時，將柵壓降低到10 V，則承受過流的時間可延長到15μs，并且過流幅值也由原來的250 A下降到100 A。當然，由于V_GE的降低，將導致IGBT導通壓降升高，這將使管子的瞬時熱損耗急劇增大。為了防止熱損壞，這個時間應足夠短，不允許因此而引起熱損壞。事實上，過流保護電路的整個響應時間通常小于10μs。因此，選用廉價的LM324基本可以滿足設計要求，他的具體指標如下：單電源供電，工作電壓3～ 30 V，輸入失調電壓低于5 mV，輸入到輸出傳輸時延5μs，100 dB帶寬大于1 MHz。

    2．3　實現功能
    這里以反向采樣電流I₂這一支路為例進行說明。　
    采樣電流I₂經LM358反向放大后在1腳輸出，這里分別記LM358的管腳1，2，3，5，6的電壓為V₁，V₂，V₃，V₅，V₆，從圖中顯然有V₁＝V₂＝V₆。這里V₃為瞬時過流保護控制點，V₅為持續過流保護控制點。
　　當V₂＜V₃時，即沒有過流信號出現，此時比較器1腳，7腳輸出高電平，D1，D2截止，控制電路不工作。　　
    當V₃＜V₂＜V₅時，即有瞬時過流信號出現，比較器1腳輸出低電平，7腳仍是高電平，D1導通，D2截止，即只有第一級比較起作用，此時，Q1，Q5導通，LED發光，PT為高電平，啟動保護電路。在這種情況下，主回路每瞬時過流一次，LED便亮一下，而后熄滅。也就是說，當過流信號介于比較點V₃和V₅之間時，可以實現過流一次保護一次的功能。
　　當V₂＞V₅時，即有持續過流信號出現(如短路時)，比較器1，7腳為低電平，D1，D2導通，兩級比較都起作用，但起決定性作用的還是第2級比較。因為Q2，Q3組成可控硅式結構，當D2導通后，相當于給“可控硅”一個觸發信號，Q3馬上導通，緊接著Q2也導通，則有LED發光，PT為高電平。此時，即便取樣電流I₂恢復正常，D1，D2截止，但Q3與Q2仍是導通的，LED一直發光，PT一直處于高電平狀態。這也就是說，當過流信號大于短路電流保護控制點V₅時，可以實現短路后長期保護的功能。
　　控制電路中D4的作用是：由于PT外接保護電路，電路中的導線上存在著分布電感，而分布電感上的電流又會反向加在Q2，Q3上，導致Q2，Q3的損壞，故在此加上一個二極管，緩解導線分布電感上電流對開關的沖擊。
　　當檢測到瞬時過流信號時，可以通過延時關斷一個周期的驅動信號，隨后恢復之，進行保護；當檢測到短路信號時，可以通過慢降柵壓技術^［4］來關斷IGBT，從而進行保護。對于正向取樣電流I₁工作原理的分析與反向電流I₂相同，在此不加贅述。
    2．4　需要注意的問題
　　(1)電路中要求放大器LM358放大100～200倍，并且他存在失調電壓，通常是10 mV左右，而待放大的信號也是很微弱的，一般情況下有幾十個mV，但不能排除輸入信號低于10 mV的情況。當這種情況發生時，可以在放大前先給輸入信號疊加一個10 mV左右的信號以抵消失調電壓的影響。如果實際應用中需要穩定性更好、精度更高、放大倍數更大的放大器，則可將LM358換成有正負電源供電的TL082。
　　(2)在實際應用中，發現比較器LM324的響應速度還是不理想的，對于頻率更高，功率更大的脈沖電源，建議使用NJU7119(單電源CMOS比較器，工作電壓1．8～5．5 V，工作電流100 mA，輸出能驅動TTL，CMOS和各種電壓電平，輸入失調電壓低于7 mV，傳輸延遲時間(t_plh/t_phl)為160/70 ns)或AD53519(雙超快電壓比較器，有很強的輸入保護，輸入到輸出傳輸時延300 ps，差分ECL兼容輸出，差分鎖存控制，3．0 dB帶寬大于2．5 GHz，輸出端上升/下降時間為150 ps)。
　　(3)Q1和Q3的基極和發射極間的電阻選取很重要，也就是R₃和R₂₂的阻值是嚴格要求的，他們和比較點輸出電壓(如LM324的1腳和7腳)有密切聯系。因為比較器和三極管的供電電壓是一樣的，而電路要求比較器輸出的高電平VH與二極管管壓降之和一定要大于Q1和Q3的基極電壓VB，即：VH＋VD＞VB，所以可以根據實際需要來選擇R3和R22的大小。

3　實驗與結論
　　在本所自行研制的30 kW微弧氧化用正負脈沖電源中，此控制電路起到了很好的監測和控制作用，對于瞬時過流和短路情況的發生，都能給予及時的識別和相應的保護。經過長時間的運行和現場工藝的特殊要求，本設備完全能夠應付各種過流現象的產生，確保電源安全可靠工作。
    本文介紹的避開檢測集電極電位來判斷IGBT是否過流的方法，改用直接檢測主回路分流器上電流來判斷和控制過流，實現電路簡單，成本低，可靠性高，動態性能好，已用于脈沖電源的控制單元。