0    引言

    交流穩(wěn)壓技術的發(fā)展一直倍受廣大用戶和生產廠商的關注，其原因在于我國市場上現(xiàn)有的各種交流電力穩(wěn)壓產品，在技術性能上都有不盡人意之處。

    在我國應用較早，且用戶最廣的交流電力穩(wěn)壓電源當屬柱式（或盤式）交流穩(wěn)壓器，雖然這種穩(wěn)壓電源有很多優(yōu)點，但由于它是用機械傳動結構驅動碳刷（或滾輪）以調節(jié)自耦變壓器抽頭位置的方法進行穩(wěn)壓，所以存在工作壽命短，可靠性差，動態(tài)響應速度慢等難以克服的缺陷。

    近年來不少生產廠家針對柱式交流電力穩(wěn)壓器所存在的缺點，紛紛推出無觸點補償式交流穩(wěn)壓器，大有取代柱式穩(wěn)壓器之勢。這種電源實質上仍然是采用自耦方式進行調壓，所不同的只是通過控制若干個晶閘管的通斷，改變自耦變壓器多個固定抽頭的組合方式，來代替通過機械傳動驅動碳刷改變自耦變壓器抽頭位置的一種調壓方法。這種方法固然提高了穩(wěn)壓電源的可靠性和動態(tài)響應速度，但卻失去了一個重要的調節(jié)特性??平滑性，即調節(jié)是有級的，其必然結果是穩(wěn)壓精度低（一般只有3％～5％），并且在調節(jié)過程中，當負載電流很大時會沖擊電網并產生低頻次諧波分量，對負載也會產生沖擊；另外采用這種方法所用變壓器較多（一相至少需二臺，即一臺自耦變壓器，一臺補償變壓器），這就增加了電源的自重和空載損耗。

    伴隨著全控開關器件的容量和性能以及模塊化程度的提高，集成控制電路功能的不斷完善，吉林市長城科技有限責任公司憑借自己的科技實力，率先研制出采用PWM技術，通過全控開關器件IGBT，對交流進行斬波控制的新型補償式交流穩(wěn)壓電源??JJY－ZK/BW系列斬控補償式交流穩(wěn)壓電源。為我國交流穩(wěn)壓技術的創(chuàng)新和滿足市場對高性能交流穩(wěn)壓電源的需求開創(chuàng)了新局面，下面對PWM交流斬控技術在該種交流穩(wěn)壓電源中的應用原理及性能做一簡要介紹。

1    PWM交流斬控調壓原理

    圖1（a）所示，假定電路中各部分都是理想狀態(tài)。開關S₁為斬波開關，S₂為考慮負載電感續(xù)流的開關，二者均為全控開關器件與二極管串聯(lián)組成的單相開關[見圖1（b）]。S₁及S₂不允許同時導通，通常二者在開關時序上互補。定義輸入電源電壓u的周期T與開關周期T_s之比為電路工作載波比K_c，（K_c=T/T_s）。圖1（c）表示主電路在穩(wěn)態(tài)運行時的輸出電壓波形。顯然輸出電壓u_o為：

    u_o=E(t)u=（1）

式中：E（t）為開關函數，其波形示于圖1（c），函數由式（2）定義。

（c）工作波形

（b）單相全控開關等值電路

（a）主電路拓撲

圖1    PWM單相交流斬控調壓原理

    E(t)=（2）

在圖1（a）電路條件下，則

    u_o=E（t）Usinωt（3）

E（t）函數經傅立葉級數展開，可得

    E(t)=D＋cos(nω_st－θ_n)（4）

式中：D=，ω_s=，θ_n=；

      D為S₁的占空比；

      t_on1為一個開關周期中S₁的導通時間。

將式（4）代入式（3）可得

    u_o=DUsinωt＋{sin[(nω_s＋ω)t－θ_n]－sin[(nω_s－ω)t－θ_n]}（5）

式（5）表明，u_o含有基波及各次諧波。諧波頻率在開關頻率及其整數倍兩側±ω處分布，開關頻率越高，諧波與基波距離越遠，越容易濾掉。

    在經LC濾波后，則有

    U_o=DU（6）

    把輸出電壓基波幅值與輸入電壓基波幅值之比定義為調壓電壓增益，即

    A_v==D（7）

    由此可見電壓增益等于占空比D，因此改變占空比就可以達到調壓的目的。

2    控制方案設計與工作原理

    一般情況下，PWM交流斬控調壓器的控制方式與主電路模型、電路結構及相數有關。

    若采用互補控制，斬波開關和續(xù)流開關在換流過程中會出現(xiàn)短路，產生瞬時沖擊電流；如設置換相死區(qū)時間，又可能造成換相死區(qū)時間內二個開關都不導通使負載開路，在有電感存在的情況下，會產生瞬時電壓沖擊。本方案采用有電壓、電流相位檢測的非互補控制方式，如圖2所示。對相數而言本方案采用三相四線制，即用三個單相電路，組合成三相電源，這樣可以避免相間干擾，保持各相電壓輸出穩(wěn)定。

圖2    PWM斬控補償式穩(wěn)壓電源主電路結構

    由圖2可見，V₁，V_D1與V₂，V_D2構成雙向斬波開關，V_f1，V_Df2與V_f2，V_Df1構成雙向續(xù)流開關；Lof及C_of分別為濾波電感、電容；u₁為補償變壓器初級繞組兩端電壓，u₂為向主電路補償的電壓。本方案采用了有電壓、電流相位檢測的非互補控制方式。圖3為在R_L負載下，這種非互補的斬波開關和續(xù)流開關門極驅動信號的時序配合及一個電源周期中輸出電壓的理想波形。

圖3    帶電流檢測的非互補控制時序

    由圖3可見根據負載電壓電流相位，一個電源工作周期可分為4個區(qū)間，一周期內各開關門極驅動狀態(tài)如表1所列。

表1    IGBT門極驅動狀態(tài)表

表中“1” 在該區(qū)間內柵極施加驅動信號

    “0” 柵極驅動信號封鎖

     uG 斬波開關和續(xù)流開關柵極PWM驅動信號

    上述工作狀態(tài)，可用邏輯表達式表示為：

    為保證電源滿足負載特性的要求及運行可靠性,本方案采用了圖4所示的控制電路結構。

圖4    穩(wěn)壓電源控制電路結構

3    補償穩(wěn)壓原理及控制

    圖5示出補償穩(wěn)壓電路。

圖5    補償穩(wěn)壓原理圖

    圖5中電網電壓u，補償電壓u_c，輸出電壓u_o均為工頻。當u與u_c相位差φ=0°時，u_o=u＋u_c；當φ=180°時，u_o=u－u_c。因此，當電網電壓u變化時調節(jié)u_c的大小以及與u的相對極性即可保證u_o的恒定。

    u與u_c相對極性變換的控制如圖6所示。其輸出u_Q接雙向晶閘管的過零觸發(fā)電路。采樣信號取自u_o經整流濾波后的輸出。電位器R_p用于調節(jié)輸入信號的門檻電壓，其傳輸特性如圖6（b）所示。

(a)相對極性變換控制電路

(b)傳輸特性

圖6    u_i與u_c相對極性變換控制電路

4    結語

    PWM交流斬控技術用于交流穩(wěn)壓，顯著地提高了交流穩(wěn)壓電源的技術性能，其主要特點是：

    1）可采用全固態(tài)器件，真正做到了無觸點、無抽頭，因而可靠性高、工作壽命長；

    2）平滑調節(jié)，輸出無級差，對電網及用戶無沖擊，不產生低頻次諧波干擾；

    3）輸出精度高，實際精度可達到±0.5％，即便在正補償與負補償變換瞬間，輸出電壓波動也不超過額定電壓的1％；

    4）動態(tài)響應速度快，可達ms級；

    5）負載無選擇性，對感性負載、阻性負載、容性負載都適用；

    6）每相只需一臺變壓器，因而重量輕，自身功耗少。