作者：Alberto Bilotti（IEEE 終生高級會員）、Gerardo Monreal 和 Ravi Vig

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摘要—偏移電壓及其溫度漂移和生產偏差通常會降低磁霍爾傳感器 IC 的零電平穩定性和重現性，通過使用用于電源和輸出觸點對的周期性換向的單個霍爾板和切換方法，可以減少這些偏移、漂移和偏差。本工作描述了斬波型 5-V 單片線性霍爾傳感器 IC（帶有 ±0.1 T 滿量程），在該傳感器 IC 中已經采用了這項動態板偏移消除技術以及具有成本效益的信號調節器。此設備使用 2-μm 傳統 BiCMOS 工藝集成，尺寸為 1.5 × 1.5  mm 的最終芯片采用 3 引腳塑料封裝，具有帶有生產偏差的殘余偏移，其溫度漂移僅為目前多板直流正交消除方法產生漂移的五到十分之一。此設備不需要外部組件，可提供無高頻殘留的輸出。  

索引術語—BiCMOS 模擬集成電路、斬波器、霍爾效應器件/效應、微型傳感器、單片集成電路。

I. 簡介

單片磁傳感器 IC 通常使用硅霍爾效應元件，這些元件可輕松集成放大器或信號調節器電路，以進行放大，或處理生成的相對較低電壓。霍爾效應、該器件特性以及應用等內容已經在文獻 [1]?[3] 中進行了廣泛的研究討論。Baltes 和 Popovic 的文章提供很多帶參考文獻的精彩評論。

最簡單的霍爾效應元件使用方形板，例如，采用雙極或者 BiCMOS 工藝的 Epi-pocket（帶有兩對正交觸點），如圖 1 所示。將電源電壓 V_s 加到一對觸點（如 a、c），垂直于方形板的磁感應強度B在另一對觸點 b、d 上產生電壓 V_H，

V_H ≈ S_v × B × V_s      (1)

其中 S_v 表示單位電源電壓的霍爾效應元件靈敏度。V_H ?B × V_s[T^-1] 給定靈敏度，其中 T（特斯拉；1 T = 1 × 10⁴高斯） 是磁通密度（感應）的米-千克-秒 (mks) 制單位，它大致是一個常量參數，僅取決于硅層遷移率以及方形板和觸點的幾何形狀。S_v 值通常在 0.04 到 0.08 T^-1 之間，這意味著，對于典型的 5 V 電源和最低磁通密度 1 mT，輸出電壓在 200 到 400 μV 之間。

圖  1.基本霍爾板。

在所有直流應用中，霍爾板能夠精確測量的最低磁通密度取決于B= 0 時，霍爾板輸出觸點上出現的偏移電壓 V_op。從電氣的角度來看，霍爾板將因電阻梯度、幾何不對稱 [4]、壓阻效應 [5],[6]等因素產生不可忽視的偏移電壓。由于霍爾板偏移量 V_op 較大—，對于  5-V 電源，其偏移范圍可能為 0.5 到 5 mV，并且會受溫度、供電電壓和應力的影響，—技術人員一直為消除或或盡量減少其影響而努力。

放大器使用的開關技術無法消除偏移，這是因為不存在能將 V_op 與 V_H 分離的可用狀態，除非切斷磁場，這當然是行不通的。

注意，從直流的角度來看，霍爾板可被視為分布電阻式惠斯登電橋，目前大多數商用霍爾傳感器 IC 通過使用兩個或者更多適當互連的霍爾板來消除偏移，其中一個霍爾板的電流方向與另一個霍爾板的電流方向之間的夾角為 90°[7]。如果空間存在固定不變的不平衡源，則任何成對霍爾板的偏移量將大小相等、方向相反，從而實現所需的偏移消除。另一方面，多板排列的有用信號仍然和單板的相等。

另外，有人還提出僅使用一塊板，通過電源和輸出觸點的周期置換來生成正交狀態 [8]，[9]。雖然這項動態偏移消除技術需要在霍爾開關板后使用更復雜的信號調節器，但它有一個優點：與多板傳感器 IC 相比，它可以減少殘余偏移和生產偏差。對于后者，由于存在物理差別的各板之間的板偏移不匹配，零電平偏移發生退化，這些不匹配主要是受塑料封裝溫度影響的內置應力所致。

本文描述了使用動態偏移消除技術的 5 V BiCMOS 單片線性霍爾傳感器 IC，這項技術通過具有成本效益的信號調節器來執行各種必需的功能，以恢復有用信號并消除偏移。

為獲得簡單的高增益開環放大器，應首選 BiCMOS 工藝。此放大器的偏移小，具有精確的溫度設定電路和低成本、高輸出電流源功能。

II.開關型霍爾板

最簡單的動態偏移取消技術使用帶四個觸點的方形板，通過以周期方式將電源電壓和電源調節器輸入連接到一對觸點或者另一對觸點，來生成正交狀態，如圖 2 所示。從現在開始，我們要將每個狀態稱為 0° 狀態或90°狀態，并由互補時鐘 CLK1 和CLK1_bar 分別定義。

圖  2。(a) 在動態偏移取消技術中，流過方形板的電流被定期從 0° 切換到 90°方向，反之亦然。(b) 時鐘、霍爾電壓和板偏移量波形。

假設 B= 0 且霍爾板采用理想的惠斯通電橋模型，則輸出觸點上的電壓為板偏移量 V_op(0°) 和V_op(90°),它們大小相等，但是極性相反。這一點可通過下面所示的一種非常簡單的方式驗證。假設因應力模式導致失衡，使得觸點 a 和 b 之間的電阻率小于霍爾板的其他位置（圖 2 中的虛線電阻器），且在更改狀態時，這種情況不會改變。然后，在每個狀態形成的偏移具有同樣的幅值，但是極性相反，這是因為在等效電橋網絡的相鄰支路發生了同樣的不平衡（在 0 °狀態 Hi 端子的電壓將高于 Lo 端子，在 90°狀態 Hi 端子的電壓將低于 Lo 端子）。

對于 B ≠0，由于電源和輸出連接旋轉方向相同，V_H 保持其極性不變，這使 V_H 不變。V_H 的這一特性源于對稱霍爾板的反可逆屬性。

因此，就出現了一種可以將偏移與有用信號區分開來的方法，通過適當的信號調制還可以進一步消除偏移。雖然圖  2 中 V_H是準恒定值，V_op 是交替方波，但如果需要，可通過在 90° 狀態下將輸出觸點 a 和c 互換來實現波形互換。

由于無法實現理想情況下的完全消除，在實踐中將殘余板偏移 V_op (r) 定義為

V_op(r) = | V_op (0°)| – | V_op (90°)|     (2)

其中，首選使用絕對值，以強調在進一步信號處理期間發生的極性逆轉。根據制作工藝、霍爾板幾何形狀和結晶方向，以及殘余晶片和封裝應力的情況，對于 5 V 電源，V_op(r)可能介于 50 到 500 μV 之間。

在單板上，無論是 Epi 板 [9] 還是 MOS 通道“板”[10]，與傳統多板方法相比，正交消除的直流測量數據都顯示出比較明顯的改善。為減少 V_op(r)，在“旋轉”霍爾元件中，使用在圓板邊緣分布的四對觸點來執行這些測量[9]。在這種情況下，用于改進偏移消除效果的所有可能偏移的多路增加，需要每個周期有八個開關狀態。

為了簡化和減少芯片面積，為我們的單片傳感器 IC 選擇最簡單的 Epi 板，此板配有兩對觸點，每個周期兩相，如圖 2 所示。

最大允許開關頻率取決于每次換向轉換后的板電壓穩定時間。請注意，例如，在 0° 狀態轉換到 90°狀態后，在圖 2 中觸點 a 的電壓V_a將從V_s降至V_s ? 2，而 V_c 將從零增加到 V_s ? 2 （d 和b 處的電壓將分別衰減到地電位和增加到V_s）。這要求對在 Epi-Sub 反向偏置結點存儲的電荷進行重新排列，因此，經過一定的時間后，電壓穩定至最終電壓 V_s ? 2。之后，霍爾輸出電壓將變為有效電壓并接受處理，如圖 3 所示。

圖  3。0° 狀態到 90° 狀態霍爾板開關瞬態，其中 V_a 和 V_c 分別是圖 2 中觸點 a 和觸點  c 的電壓。

對在 2 Ω-cm、5.5 μm 厚的方形 Epi 層上構建的霍爾板（對角線觸點之間的電阻為 3 kΩ）進行的開關測量表明，霍爾電壓在板換向轉換完成 ≈600 ns 之后才會生效。考慮到組件公差，以及每相必須包含其他示例脈沖，從而得出霍爾板的最大開關頻率為 200  kHz。只要開關頻率仍然低于此限值，開關頻率就不是系統工作的關鍵因素，簡單講就是時鐘回路執行。

即使穩定時間過長導致存在殘余電壓，此電壓在兩種狀態下都會保持不變，正如真實偏移一樣，因此將被抵消。由于需要非常精確并且更昂貴的 CLK 發生器，因此沒有對此問題進行深入研究。

圖 4 顯示了在單片傳感器 IC 中使用的實際開關板排列布置，其中觸點換向所需的四個單刀雙擲 (SPDT) 開關是利用 MOS 晶體管實現的。板觸點互連遵循圖 2 的基本方案，只是在 90 ° 狀態下輸出端子應互換。利用此布置方案，每次更改狀態時，V_H 改變極性，V_op保持準恒定，采用這種方式，V_oA、運算放大器 A1 的直流輸入參考偏移將無法與 V_op 區分，并且霍爾板偏移和輸入放大器偏移將由信號調節器同時處理和消除。

圖  4。開關霍爾板。在 CLK1 信號處于高電平時，電流在a 和 c（0°狀態）之間流動，當 CLK_bar 信號處于高電平時，電流在 b和 d 之間流動（90°狀態）。

這樣，無需任何代價即可消除 A1 偏移，從而避免了采用其他技術（如自穩零、信號調節 (SC)）執行同樣功能所需的額外硬件。

加在理想放大器 A1 上的輸入電壓變為

V_i (0°) = V_H + |V_op (0°)| + |V_oA | （在 0° 狀態）      (3a)

V_i (90°) = ?V_H + |V_op (90°)| + |V_oA | （在 90° 狀態）     (3b)

為避免因每相期間加載板上的有效供電電壓之間的不匹配導致 V_op(r) 下降，晶體管 M1 到 M4 均采用合適尺寸，以使其壓降低于 100 mV。

考慮到總偏移 V_op+ V_oA必須由 A1 放大且不失真，動態范圍考慮需要盡量減小 V_oA，因此建議使用低偏移微分雙極性輸入裝置。在這種情況下，除了方程 2 提供的值之外，流經 MOS 開關 M5 到 M8 的基極輸入電流 I_b 還可能會產生殘余偏移 V_oI(r)。假設 ΔI_b?I_b，直接計算得到：

V_oI (r) = ΔR_ch × I_b     (4)

其中

ΔR_ch = R_ch(M5) + R_ch(M8) ? [R_ch(M6) + R_ch(M7) ] .     (5)

由于 A1 使用傳統的基極消除電路，V_oI(r) 小于 2 μV，因此，與 V_op(r) 相比可以完全忽略。

III.信號調節器

圖 5 是完整線性霍爾器件的簡化框圖，其中之前描述的開關霍爾板由方塊 SWP 來表示。請注意，對于零偏移和B= 0 的情況，輸出放大器 A2 上存在靜態輸出電壓 V_Qoi，它定義了在 V_s ? 2 時的傳感器零位水平。信號調節器作為準斬波放大器使用，其中第一對交叉耦合開關內置在開關霍爾板中，第二對開關以及傳統的低通 (LP) 濾波器已經為采樣和保持 (S/H) 以及新增功能所取代，如下所述。

圖  5。霍爾裝置框圖。

差分-差分放大器 A1 將信號 V_i 放大 G₁ 倍，此信號包括準直流偏移電壓加上開關霍爾板所產生的交變有用霍爾信號。在傳統斬波放大器中，通過放大器（放大器再次反轉復合信號的極性）后的其他開關以及進一步低通濾波來恢復有用信號并消除偏移。

在此應用中，在低磁通密度水平下，V_op ? V_H 比率可能達到較高的值，因此要減小殘余交流紋波，需要一個成本高昂的多極低通濾波器。例如，為確保在最糟糕的情況下（V_op= 10 mV 且 V_H= 0.25 mV）峰-峰紋波最多為 20%，方形偏移電壓的基波分量必須衰減 52 dB。在 150   kHz 時鐘頻率和 34 kHz 帶寬下運行時，必須使用四極低通濾波器。此外，有用信號可能被直流分量損害，在每個板開關時，大脈沖產生的直流分量可能會經過低通濾波器。

在 A1 的輸出使用兩個 S/H 電路 S1 和 S2（分別由 CLK2(0°) 和CLK2 (90°) 提供時鐘）可以規避這一問題。這種情況會在 0° 和 90 °狀態時發生：一旦板換向瞬變結束所需的延遲時間已經過去 [11]。

假設采樣/保持 (S/H) 功能很理想，且 S/H 輸出位置的偏置電壓是直流信號，則無需進一步過濾會帶來高偏移的交流紋波，放寬了輸出低通過濾要求。此外，信號不存在寄生脈沖時，采樣器的信號同步采樣可提高信號恢復過程的精度，尤其是在低電平時。

輸出噪聲主要是霍爾板電阻的熱噪聲所致。與傳統斬波器相比，由于進入基帶的高頻噪聲分量的“折回”較高，當前方法中的 S/H 功能產生的噪聲功率譜密度更高。

回顧方程 3a 和 3b，假設 S/H 功能很理想，注意 S/H 輸入是 A1 的互補輸出，則 S/H 輸出 V_A 和 V_B（忽略共模 (CM) 信號）為下式提供的直流電壓：

V_A = ?G₁ [V_H + |V_op (0°)| + |V_oA | ]      (6)

V_B = ?G₁ [V_H ? |V_op (90°)| ? |V_oA | ]。     (7)

將 2 輸入求和運算放大器 A2（增益 G₂= ?R₂ ? R₁）的信號反轉，以添加這兩個直流電壓，然后插入靜態輸出電壓 V_Qo，忽略 A2 偏移，得到輸出：

V_out = V_Qoi + G₂ (V_A + V_B)                                       

= V_Qoi + ?G₁ × G₂ × V_op(r) + G₁ × G₂ × V_H      (8a)

或者

V_out= V_Qoi+ G₁×G₂×V_H     (8b)                             

其中，V_Qoi= V_ref= V_s ? 2 是 V_op(r)= 0 時理想的靜態輸出電壓，V_Qo 是實際靜態輸出電壓。請注意，不良殘余偏移的放大值 ?G₁×G₂是有用信號值的一半。

除 V_{op (r)} 之外，還有其他分量沒有消除，這會使 V_Qo 偏離其理想值，例如因反饋放大器、電阻網絡和 S/H 不匹配發生的偏移。由于在一定溫度下可通過晶片修正技術令總偏移量為零，受溫度及生產偏差（特別是封裝產生的應力）影響的偏移仍然是傳感器 IC 面臨的最關鍵問題。

為了減少 S/H 缺陷（如電荷饋通、下垂、非線性）的影響，最終單片傳感器 IC 使用全差分 S/H 配置，此配置包括四個 S/H 電路 S1 到 S4 以及一個求和反饋差分輸出放大器，如圖 5 中的虛線所示。采用這種方式，沿著整個系統對信號進行差分處理。

• 運算放大器 A1 是一個開路放大器，其雙極差分裝置使用差分電阻負載，如圖 6 所示。通過負反饋回路來穩定靜態輸出電壓，負反饋回路由 Q5、 Q6、 M5、 M6、 M7 組成。與閉環放大器相比，開環方法不需要穩定電容器，從而避免了因轉換速率限制而引發的穩定時間退化。
  
  

  

  圖  6。第一個放大器 A1。

  
  
  注意，應避免不良飽和效應增加放大器穩定時間，以至于超出之前討論的霍爾板的穩定時間，并因而降低允許的最大開關頻率。為此，將一個增益抑制回路集成到放大器中，此回路包含一個簡單的門控 CMOS 通晶體管，可在霍爾板開關轉換期間對 Q7 和 Q8 的基極短路。
  
  雖然與 V_op(r) 相比，最大增益是一個可減小后置放大器偏移效應的可取特點，但為了增加線性輸入范圍，對輸入級進行了發射極退化。對于最大輸入擺動，線性度高于 99.9%。
  
  使用二極管來實現發射極退化，以令級跨導正比于 I_EE ? V_t，從而實現 I_EE 的簡單線性調整。通過使用 PTAT（與絕對溫度呈比例關系）發射極電流偏置，級跨導與溫度無關，而 Epi 負載電阻（類似于 Epi 板）使放大器增益隨溫度變化，因為（遷移率）^–1 消除了霍爾元件的遷移率并降低了溫度對傳感器 IC 靈敏度的影響。
  
  在任何斬波放大器中，斬波頻率越高，則濾波電容越小。因此，為減小芯片面積，選擇的斬波頻率為 170  kHz，這個頻率與霍爾板過渡時間允許的最大頻率很接近。
  
  放大器典型增益為 30 ×，–3 dB 頻率為 4 MHz，0.01% 穩定時間為 400  ns。因此，偏移方波信號被放大，而頻率失真可以忽略不計。
  
   

• 在信號電平執行 S/H 功能，此電平是輸入電平的 G₁ 倍，這使得 S/H 缺陷的不良影響變得不太明顯，之前提到的差分 S/H 排列進一步消除了這些缺陷。
  
  為降低成本，采用開環電路實現 S/H 元件，由高 β 橫向 PNP (LPNP) 雙極晶體管 Q3 來對接地保持電容器進行傳感，如圖 7 所示。晶體管 Q1、Q2 和 Q4 有助于減少 Q3 基極電流，從而減少下垂效應。

  

  圖  7。S/H 電路結構。

  
  
   

• 輸出軌至軌反饋放大器是一個相當傳統的運算放大器。它的典型增益為 6×，可以為負載提供最大 2 mA 的電流。20  pF 的內部反饋電容可穩定環路并將帶寬限制為≈30  kHz。這種后采樣窄帶技術降低了在高工作頻率時典型的輸出階梯紋波和輸出白噪聲。

IV.單片實現

采用 2–μm BiCMOS 工藝，在單片 IC 上實現 ±0.1 T 全量程線性霍爾器件（使用動態偏移消除技術）和之前描述的基本電路。電源電壓為 5 V ±10%，不使用內部穩壓器，因為在線性傳感器 IC 的很多應用中，尤其是在汽車環境中，靈敏度最好與電源電壓成比例關系。此比率功能允許將傳感器 IC 輸出直接串聯到來自同一個電源的模數轉換器。此霍爾器件不使用外部組件，而是封在 3–引腳塑料封裝中，并且在 –40°C 至 150°C 溫度范圍運行。

為降低磁靈敏度的生產偏差，利用一個 4 位二進制加權熔斷連接網絡來調節 I_EE，以調整 G₁ 增益（圖 6）。同樣，通過另一個熔斷網絡來調整總電路殘余偏移，因為此偏移會影響靜態輸出電壓。這兩項調整都是在同一個基準溫度的晶片級別上執行的。

圖  8 展示的芯片的尺寸為 1.5 × 1.5  mm。霍爾 Epi 板的尺寸為 160 × 160 μm，位于芯片的幾何中心。三個時鐘信號CLK1、CLK2(0°)，和 CLK2(90°) 均來自一個主振蕩器，并且都在片上生成。

圖  8。霍爾傳感器 IC 晶片的顯微圖。晶片尺寸為 1.5 ×1.5 mm。

低電平模擬和 5-V 數字信號使用同一個芯片，并精心布局，以盡可能減小進入敏感區域的數字饋進，從而最大限度地消除殘余輸出數字噪聲。

V. 實驗結果

表 I 提供了 T_A = 25°C 時最終封裝霍爾器件的典型特性。

表 I

*V_supply 導線利用 0.1 μF 電容器來退耦。

圖 9 展示了所測量的霍爾器件的傳遞函數V= ?(B)。通過獲取理想直線的最佳擬合的近似值來測量的線性度高達 99.9%。

圖  9。在 25°C 時測量的傳遞函數 V= ?(B)。

圖 10 和 11 展示了在 –40° 到 150°C 完整環境溫度范圍內作為溫度的函數的 V_Qo 的性能以及總靈敏度S。

圖  10。隨溫度變化的典型靜態輸出電壓。

圖  11。隨溫度變化的典型靈敏度。

總輸出殘余偏移可通過在晶片級別測量 V_Qo 與 V_ref 之間的差值推導出來（參見圖 5)。25°C 時的測量結果顯示偏移值在 5 到 20 mV 之間，即 0.2 到 0.8 mT。在25°C 時，V_Qo 的 2.5-V 晶片調整值在封裝后幾乎沒有變化。圖  10 所示的 V_Qo 在其他溫度時與 25°C 時的偏差代表了偏移電壓中的溫度引發漂移。全溫度范圍的典型的總漂移為 ≈7 mV，這相當于≈0.3 mT 的磁場強度。初步生產數據顯示在僅為 ±10 mV 的靜態輸出電壓中的偏差僅為 3σ。在使用多板靜態偏移消除技術時，這些偏差（主要由封裝引發的應力所致）可能會大得多，因而會降低傳感器 IC 的零點基準穩定性。

圖  12 展示了靈敏度隨著供電電壓的變化而變化。

圖  12。隨供電電壓變化而變化的典型靈敏度。

圖 13 展示 B = 0 時的霍爾器件輸出，拍攝的示波器照片采用的時基與時鐘頻率同步。它表明，由于片上 S/H 濾波操作，CLK 頻率殘留可以忽略不計，在輸出中留下的高頻成分只是霍爾板電阻生成的隨機噪聲所致。因此，無需外部低通濾波器。如果需要，可在輸出增加外部低通濾波來進一步減少輸出噪聲，這樣還可以減小系統帶寬。

圖  13。系統輸出噪聲，在V_supply 導線采用 0.1 μF 去耦電容時測得。垂直靈敏度 2 mV ? div。水平靈敏度 1 μs ? div。時基與 CLK 頻率同步。

最后，圖  14 展示了正弦磁通密度對應的傳感器 IC 輸出電壓。

圖  14。400 Hz 正弦磁通密度的輸出波形。垂直靈敏度 50 mV ? div。水平靈敏度 0.5 ms ? div。磁通密度幅值：8 mT.

VI.結論

本文介紹的 ±0.1 T 單片霍爾線性傳感器 IC 使用動態切換功能，配有兩對觸點和兩個切換狀態，對于減小傳感器 IC 的溫度偏移漂移和偏差重現性，這似乎是一個很有吸引力并且具備成本效益的選項。由于在某個基準溫度很容易在晶片級別去除偏移，因此在塑料封裝的器件中，溫度偏移漂移及其重現性成為影響傳感器 IC 零點穩定性的最關鍵問題。在這方面，目前的器件在塑料封裝后所展現的零電平穩定性可以與通常使用的多板直流方法相媲美。

相對較小的芯片尺寸證明這種技術的性價比很高，特別是用 S/H 電路（代替常規斬波器的大體積低通濾波器）執行有用信號的恢復和偏移消除時，這種優勢更明顯。S/H 電路也有助于忽略在板切換期間發生的大換向瞬變，從而可以在非常低的電平下，提供精確和平滑的線性傳遞函數。

雖然數字和低電平模擬信號使用同一個芯片，但與霍爾板電阻導致的隨機噪聲相比，輸出產生的寄生 CLK 噪聲幾乎可以忽略不計。

正如文獻中所述，較多的板觸點對數以及在每個周期切換相位似乎提高了霍爾板的偏移消除能力。當然，此選擇方案可能是一項很有意義的挑戰，它需要使用在更高頻率下運行的更精確的信號調節電路，此電路的偏移應非常小，不會削弱使用復雜板切換獲得的優勢。

雖然目前的研究對象是線性霍爾傳感器 IC，但這些技術同樣可用于操作采用“動作”和“釋放”開關電平的常用數字傳感器 IC。在這種情況下，目前線性傳感器 IC 實現的零電平偏差改進可以轉換為更好的重現性和切換閾值的溫度穩定性。

致謝

作者非常感謝與 J. Higgs、K. Scheller 和 J. Towne 之間的有益討論，以及 A. Gibbs 進行的廣泛實驗性工作，他們均在 Allegro MicroSystems 有限公司工作。

參考文獻

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[11] 美國專利號 08 569 814。

1948 年，Alberto Bilotti (S'45–A'48–SM'65–LS'91) 在阿根廷的拉普拉塔大學獲得電子工程學學位。

他曾在飛利浦（阿根廷）公司工作七年，在 IBM（法國）公司工作五年，在斯普拉格電氣（美國）公司工作三年。他的主要工作是彩色電視機設計、記憶體和 PBX 的高級開發以及模擬 IC 的設計。從 1975 年到 1985 年，他負責阿根廷 Fate 計算機公司的研發工作&。目前，他是模擬-數字 IC、智能功率 IC 以及磁傳感器領域的顧問。

1968 年，Gerardo Monreal 出生于阿根廷的布宜諾斯艾利斯。1994 年，他從阿根廷的布宜諾斯艾利斯大學獲得電子工程學學位。

他開始在布宜諾斯艾利斯從事神經網絡工作。1992 年，他加入了 Electrónica Bilotti 并擔任 IC 設計工程師。目前，他的工作重點是模擬-數字 IC 和磁智能傳感器 IC。

Ravi Vig 出生于印度孟買。1982 年，他獲得新澤西州新不倫瑞克省的羅格斯大學獲得學士（電子工程）學位，并于 1984 年，獲得新罕布什爾州達特茅斯學院于獲得碩士學位（電子工程）。

從 1984 年 10 月起，他先在 Sprague Electric 工作，之后在馬薩諸塞州伍斯特市的 MicroSystems 公司，擔任霍爾效應集成電路產品 IC 設計師和 IC 設計經理。他的工作領域包括耐高溫霍爾傳感器 IC、多路復用傳感器 IC 以及自動校準齒輪傳感器 IC。他還曾擔任 Automotive Products 的戰略營銷經理。他目前擔任 Allegro MicroSystems 有限責任公司業務開發部的副總裁

1996 年 7 月 26 日收到稿件；1996 年 11 月 28 日校訂。本文獲得馬薩諸塞州伍斯特市的 Allegro MicroSystems 有限公司的支持。

A. Bilotti 和 G. Monreal 均在阿根廷的 Electrónica Bilotti, Olivos 1636 工作。

R. Vig 在美國馬薩諸塞州伍斯特市的 Allegro MicroSystems, 有限公司工作。

出版商項目標識符 S 0018 9200 (97) 03841-9。0018-9200/97$10.00 ? 1997, IEEE

本文描述的產品 A3515xUA 和 A3516xUA 是用于高溫環境的比率線性霍爾傳感器 IC。

本文最初發表于 IEEE 雜志《固態電路》第 32 卷第 6 期，1997 年 6 月。轉載需經許可。

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